基于谐波控制网络的双频高效率功率放大器

文 翰,冯文杰

(华南理工大学广东省毫米波太赫兹重点实验室,广州510641)

随着对高速率通信和高质量信息服务的需求不断增加,现代通信系统必须进行相应的更新。无线通信系统的各种标准,如宽带码分多址( wideband code division multiple access,WCDMA)、长期演进(long term evolution,LTE )和全球互操作性微波接入(world interoperability for microwave access,WIMAX)等,促进了对支持多频段运营模块的重视和研究,提高了电信设备的集成度,降低了设备成本。

为实现双频工作模式的同时提高功率放大器(power amplifier,PA)的性能,研究人员尝试采用开关、耦合线、变容二极管和其他可重构组件等电子可调谐器件[1-3]设计双频功率放大器,但采用此类设计的双频功放实际上仍是单频带功放,需额外的控制电路切换频率,这会使整个电路尺寸变大,相应的成本也会增加。此外,该类设计方案并不能实现并发工作,在实际应用中不够方便。文献[4-7]通过对无源双频器件的进一步研究,将其应用于功率放大器中,在两个工作频率处匹配最优阻抗,使功放能够实现对有效双频信号的放大。

为了实现高效率功率放大器,保证其尽可能低的功耗,必须使晶体管输出电压和电流的时域波形交替出现而不重叠。因此,为了满足相应的负载阻抗条件,文献[8-10]提出了不同的PA模式,如F类和逆F类,包括其连续模式,已成为当前高效率PA的主要候选模式。然而,这些PA需要精确地控制多个谐波终端,使漏极电压和电流波形变为方波或半正弦波。特别是对于双频PA,如果同时考虑二次谐波和三次谐波,电路的计算会比较复杂。因此为了克服高次谐波负载阻抗条件,Cripps和Wright等[11-12]创新地提出了一种J类PA模式的设计方法,只需将二次谐波阻抗设置在史密斯圆图的虚部范围,这在实际工程中易于实现,且可获得宽带特性。目前J类功率放大器在理论上已逐步得到完善,新型J类功率放大器的研究还在不断开展。

本文提出了一种基于寄生网络的2.4, 3.5 GHz双频高效率阻抗型连续J类功率放大器,采用多根带枝节微带线结构控制双频段基波匹配和抑制二次谐波。分析了该J类功放的设计理论与过程,并进行了模拟仿真,验证了设计方法的正确性和优势。

1 理论与设计过程

图1为双频阻抗型连续J类模式功率放大器电路原理图。该电路的设计需考虑有源器件的选择、寄生参数模型、阻抗型J类PA的阻抗空间及设计过程。

1.1 有源器件的选择

只有准确地描述器件的非线性行为,最终才能更好地进行加工测试。为了提高在2.4 GHz和3.5 GHz时功率放大器的效率和输出功率,必须准确确定电流源(I.Gen)平面(也称本征漏极平面)的最佳双频输出基波阻抗和二次谐波阻抗。首先选择合适的晶体管,常见的商用GaN HEMT晶体管,如Wolfspeed公司的 CGH40010,其工作频率只能达到6 GHz,大于6 GHz时,模型将和实际不吻合;第二代晶体管模型CG2H40010F的工作截止频率能达到8 GHz,且在其他性能上具有明显的优势。由于工作频率为3.5 GHz时,PA的二次谐波频率为7 GHz,因此,选择晶体管CG2H40010F作为有源器件进行下一步实验。

1.2 寄生参数网络模型

考虑到所提出的阻抗型连续J类双频PA对高精度寄生网络的需求,本文采用了一种简化的单端口小信号寄生参数建模技术,建立了带有外部寄生元素的非线性GaN HEMT等效电路半物理模型,如图2所示。图2中：Cds为漏源电容;Rd为漏极电阻;Ld为漏极电感;Cpad为焊盘电容;Lbond为键合线电感;Cpin为引脚电容;Lpin为引脚电感。寄生网络模型元件参数如表1所列。

表1 寄生网络模型元件参数

由于PA大信号参数中的效率和功率与电流及电压具有强相关性,本文在晶体管CG2H40010F封装平面漏极设置与寄生参数网络相对应的负对称去嵌网络。图3为设置负对称去嵌网络前后CG2H40010F的电压与电流的幅度与相位随频率的变化关系。由图3可见,在0～8 GHz设置负对称去嵌网络的CG2H40010F的仿真结果与CG2H40010F本征参数高度一致,可确定该寄生网络模型与晶体管内部本征模型达到高度吻合。

(a)I and I-phase vs. frequency

(b)V and V-phase vs. frequency

1.3 阻抗型连续J类PA的阻抗空间理论

为提升效率且简化设计,双频功率放大器设计中采用了阻抗型J类PA模式[13]的阻抗设计空间。定义电压波形为vJ(θ),可表示为

vJ(θ)=VDD(1-cosθ)(1-αsinθ)(1+βcosθ)

(1)

其中：α为抗性参数,β为阻性参数,分别作用在等电阻圆和等电抗弧上对J类阻抗空间进行延展,α∈[-1,1],β∈[0,1];VDD为晶体管漏极电压;θ为角度。

vN为N阶电压波形,可表示为

“我认为，人们会想要完成所有那些事，”瓦尔科维奇说——去往月球，去往火星，派更多飞船前往太阳系中的其他地方，“许多争论来自这项事实，即太空探索要耗费大量资源，而资源投入是有限的。”那意味着有限的财政资助（尤其是因为就算是那些私有的太空探索公司，常常也要仰赖于政府的合同）和有限的时间：假如探索者聚焦于月球，就算是作为探索的前奏的话，那也很可能耽搁人类的火星之旅。

(2)

其中：vN,R为实部参数;vN,X为虚部参数。

将式(1)按式(2)的形式进行扩展

α(1-β)sinθcosθ-βcos2θ-αβsin3θ

(3)

B/J类电流波形可表示为

(4)

其中,Imax为工作的最大电流。

B/J类PA的N阶阻抗ZN可表示为

(5)

(6)

(7)

其中：Ropt为最优基波阻抗。令Vknee=0,Ropt可表示为

(8)

通过Matlab计算式(6)和式(7),其中：α∈[-1,1],步进取为0.2,β∈[0,1],步进取为0.1,将计算所得Z1,Z2的数据集导入软件Origin,在史密斯圆图上进行作图绘制,电流源平面阻抗型连续J类PA基波和二次谐波阻抗设计空间如图4所示。其中,黑色散点为基波阻抗空间,红色散点为二次谐波阻抗空间。由图4可见,阻抗空间有极大的扩展,而不仅局限于特殊阻抗点。

图4 电流源平面阻抗型连续J类PA基波和二次谐波阻抗设计空间

1.4 双频J类PA阻抗控制电路

为方便起见,通过ADS软件的负载牵引系统选择最优阻抗时,双频的基波阻抗选为同一阻抗(36+20 j)Ω。图5为双频多枝节J类PA阻抗控制电路示意图。传输路径主路上的3段黄色微带线负责进行2.4,3.5 GHz的双频匹配及将最优复数阻抗转换为实阻抗便于后续工作;下方的蓝色双段微带线枝节等效为EllipticLC串联谐振网络,提供4.8 GHz处急速下降的零点,上方蓝色接地微带线枝节等效为接地电感,提供7 GHz处的零点,并与漏极偏置电路共用;上下微带线枝节分别抑制工作频率为3.5,2.4 GHz时的二次谐波,并将其阻抗设置在史密斯圆图虚部。

图5 双频多枝节J类阻抗控制电路示意图

图6为双频阻抗控制网络的S参数及史密斯圆图上阻抗随频率的变化关系。其中：m1,m2分别为工作频率2.4,3.5 GHz;m3,m4分别为2.4,3.5 GHz对应的二次谐波频率。由图6可见,m1,m2,m3,m4均到达了图4中的目标连续J类阻抗空间内,满足了功放效率提升的理论条件。

(a)S-parameters

(b)Smith chart

1.5 双频PA原理图与版图

图7为基于上述的设计步骤及理论提出的双频阻抗型J类功率放大器原理图与版图。主要包括有源器件晶体管、双频J类阻抗控制网络、RC稳定网络、双频输入和输出匹配网络。为满足回波损耗条件,双频输入和输出匹配网络均利用多段阶跃阻抗串联传输线段对2.4,3.5 GHz的基波阻抗进行匹配。

(a)Schematic diagram

(b)Layout

2 测试结果分析

本文的双频PA电路板采用罗杰斯公司的Rogers 5880板材,介电常数为2.2,厚度为0.51 mm,损耗正切为0.000 9。电路的铜皮厚度为35 μm。为了验证双频功率放大器的性能,根据图7所示版图结构进行了实物制作,图8为双频功率放大器实物与测试图。

(a)Photograph

在直流测试过程中,需调节栅压使漏极电流与仿真时一致。图9为该双频PA的小信号S参数测试结果。其中S11,S22,S21分别为输入回波损耗、输出回波损耗、传输插入损耗。由图9可见：在低频段最高增益处对应的频率为2.25 GHz;在高频段最高增益处对应的频率为3.4 GHz,且高频的S11有失配现象;PA的二次谐波抑制频率为4.3 GHz与6.8 GHz;双频PA带宽为150～200 MHz;输出回波损耗S22在频段内表现较好。对本设计原定标准的工作频率2.4,3.5 GHz和实测小信号增益最高点对应频率2.25,3.4 GHz的大信号参数进行了连续波测试,结果如图10所示。由图10可见：在低频2.25,2.4 GHz处,峰值漏极效率分别为65%,63.7%,饱和输出功率分别为为41.5,40.4 dBm,线性增益分别为 17.3,15.4 dB,饱和增益分别为9.5,8.3 dB;在高频3.4,3.5 GHz处,峰值漏极效率分别为69.2%,60.3%,饱和输出功率分别为41.1,39.5 dBm,线性增益分别为 15.4,12.7 dB,饱和增益分别为9.1,7.5 dB。

图9 双频PA小信号S参数测试结果

(a)Low-frequency

(b)High-frequency

本文与近年来其他双频PA的性能对比如表2所列。由表2可知,本文设计的双频2.4,3.5 GHz高效率阻抗型连续J类功率放大器在饱和增益、饱和输出功率和峰值漏极效率上均有良好的性能表现,同时验证了设计方法的正确性和优势,为今后的工作提供了思路。

表2 双频PA的性能对比

3 结论

本文设计了一款基于阻抗型连续J类模式的双频宽带功率放大器。首先自建寄生网络模型,在CG2H40010F晶体管封装平面进行去嵌,验证了寄生参数网络的正确性。从而得到电流源平面的负载牵引最优阻抗,其次通过阻抗型连续J类波形理论进行了详细的计算,得到了PA阻抗设计空间,之后通过双频基波匹配与二次谐波控制网络,使最优输出阻抗达到目标区域,来满足提升效率的目的,与此同时,双频的带宽也得到了扩展。测试结果表明,在漏极直流电压为28 V, 栅极电压为-2.53 V的偏置条件下,该功率放大器在2.4,3.5 GHz两个工作频率下,小信号参数中的线性增益为15.4,12.7 dB,大信号参数中的输出饱和功率为40.4,39.5 dBm,峰值漏极效率为63.7%,60.3%,与之前的工作相比,该PA性能有显著的优势,无线通信系统中具有良好的应用前景。

致谢

感谢广东省毫米波与太赫兹实验室给予的指导和帮助。