射频低噪声放大器提高三阶交截点方法探讨

2023-02-18赵巾翔于汉超王魁松张胜利梁晓新阎跃鹏

电子与信息学报 2023年1期

关键词：栅极晶体管偏置

赵巾翔汪峰于汉超王魁松张胜利梁晓新* 阎跃鹏

①(中国科学院微电子研究所北京 100029)

②(中国科学院大学微电子学院北京 100049)

③(中国科学院重大科技任务局北京 100864)

④(中国科学院前沿科学与教育局北京 100864)

⑤(北京市新一代通信射频芯片技术重点实验室北京 100020)

1 引言

现代无线通信系统中，信息传输朝着多载波、大容量、高速率的方向快速发展，有限的频谱资源得到了高密度开发和利用。然而，不同信道间的频谱泄露等问题尤为突出，大量的干扰信号通过基板和天线等途径被引入到通信系统，严重影响了系统的通信质量[1-5]。这对无线接收系统的线性度提出了严格的要求。射频低噪声放大器(Radio Frequency Low Noise Amplifier, RF LNA)作为射频前端第1个有源器件直接决定着接收机可接受的最大输入功率，因此必须具有足够的线性度来抑制干扰，维持高的动态范围(Dynamic Range, DR)[6-9]。

交调(intermodulation)[10]是一种非线性现象，当多于1个的干扰信号共同作用于一个非线性系统时，系统输出会出现不是这些频率整数倍的交调成分，其描述的是系统的非线性失真特征和对干扰的承受能力。由于其频率特殊性，3阶交调成为移动通信、Wi-Fi等射频和微波通信系统中衡量交调非线性最关注的指标[11,12]。随着无线通信的不断发展，高线性LNA已成为必然的发展趋势，在不明显牺牲增益、噪声、功耗等其他性能的前提下，提高LNA的线性度已成为研究的难点与热点。

针对LNA 3阶交调，已经产生了诸多提高线性度的方法、电路，既有最佳栅极偏置、导数叠加等针对晶体管级的线性化方法，也包括了反馈、前馈等针对系统级电路的技术。基于3阶非线性模型，本文总结了RF LNA 3阶交调的产生机理，综述了改善3阶交调的方法电路和研究进展，并展望了未来高线性RF LNA的发展趋势。

2 射频低噪声放大器3阶交调非线性模型分析

当输入信号足够小时，射频放大器可以近似等效为线性系统。而实际上，所有电路都是非线性的。由于输入信号功率较小，RFLNA的非线性主要来自于有源器件的非线性和寄生参数的非线性[10,13]。

常见的，非线性系统分析方法主要包括泰勒(Taylor)级数法[14]，谐波平衡法[15,16]，沃尔泰拉(Volterra)级数法[13,17,18]，以及近些年的神经网络[19-23]，模糊逻辑法[24,25]等。其中，泰勒级数分析较为简单，适用于弱非线性的情况，是低噪声放大器非线性分析常用的模型。

在不考虑动态非线性影响的情况下，LNA通常可以表示为一个静态非线性系统(memoryless nonlinear system)，其时域特性泰勒级数表示为

其中，X(t)为系统输入，Y(t)为系统输出，输出信号包含了输入信号的线性分量和各阶非线性分量。非线性分量对应的系数与输入信号大小相关，通常输入信号越大，输出信号中的高阶分量越丰富，系统非线性现象越明显。为简化分析，当LNA处于弱非线性时，式(1)可以只考虑gk=1,2,3，分别代表放大器的线性增益和2阶、3阶非线性系数，系统的输入输出特性可以表示为

此时，当两个频率为ω1,ω2，幅值分别为A1和A2的干扰信号A1cos(ω1t)和A2cos(ω2t)(“双音”信号(two tone signals))同时作用于放大器时，输出会得到新的组合频率成分，可以表示为±mω1±nω2，其中，m,n=0, 1, ···。通过三角函数展开其傅里叶变换(Fourier transform)，得到输出频谱如图1所示。可以看出，由于ω1,ω2和ω0频率相近，频率为2ω1-ω2和2ω2-ω1的3阶交调产物靠近有用信号，难以被后级滤波器滤除，进而会降低系统的信噪比(Signal to Noise Ratio, SNR)。当干扰信号幅度足够强时，还可能使放大器发生阻塞[26]。

图1 交调信号频谱

根据三角函数展开，得到 2ω1-ω2和2ω2-ω1处的差拍3阶交调输出幅值分别为

假设“双音”输入信号峰值均为A，对3阶交调输出与基频输出进行归一化可得3阶交调系数(对数形式表示)

随着输入信号幅度A的增大，3阶交调输出与A3成比例增加，如图2所示。如果继续增大幅度A，交调输出最终会等于基频输出。相交处输入功率即为输入3阶交截点(Input 3rd order Intercept Point, IIP3)。对应地，其输出功率为输出3阶交截点(Output 3rd order Intercept Point, OIP3)[10]。

事实上，情况并非如此。当输入信号AIN幅值增加至接近AIIP3时，式(2)便不再严格成立，系统出现严重的压缩现象，基频输出也不再满足g1A的线性关系。同时，交调输出结果也变得更加复杂[27]。实际的3阶交调输出特性与理论推测结果的关系如图2所示。

图2 基于弱非线性模型的3阶截断点

从弱非线性模型可以看出，RF LNA的IP3非线性效应主要由跨导3阶非线性失真(g3)决定。实际上，跨导的2阶非线性(g2) 、2阶互调(g2通过反馈叠加作用)、高阶非线性以及输出非线性电导(gds)、寄生电容(Cgs等)也会影响IP3[28,29]。其中，高阶非线性和输出非线性电导主要在大信号激励时起作用，而寄生电容则主要是通过反馈带来非线性。在多载波、高速率的5G(5th Generation)时代[30]，提高低噪声放大器的3阶交截点对于改善通信系统的线性度和提高抗干扰能力具有重要的价值和意义[6,31-34]。

3 提高射频低噪声放大器IIP3的方法电路与研究进展

在LNA的设计与使用中，不同放大器对应的增益不同，所能实现的输出3阶交截点与增益直接相关，因此使用输入3阶交截点能更有效地衡量和比较LNA的线性度[35]。如表1所示，本文对提高LNA IIP3的方法与电路进行了总结并对比。

从表1可以看出，不同的线性技术针对一种或几种非线性项进行改进，最终实现LNA IIP3的提高[36-41]。以下分别对改善LNA IIP3的主要方法电路和研究成果进行归纳研究。

表1 提高IIP3方法对应发挥作用的非线性项

3.1 最佳栅极偏置技术

高线性LNA的设计与实现依赖于精确的晶体管模型，不同尺寸、不同偏置状态的晶体管对应的非线性参数不同[28]。因此，可以根据非线性依赖关系选取合适的晶体管尺寸与偏置状态来控制器件的非线性特征，从而改善放大器线性[42-44]。

文献[42,43]研究了金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor, MOSFET)不同偏置下非线性特征对电路性能的影响，并得出了晶体管偏置在中反型区时，3阶交截点存在“最佳偏置点”的结论。文献[43]以350 μm/0.25 μm N型场效应晶体管(N-type Field Effect Transistor, NFET)器件为例，根据晶体管I-V特性，得到g1, g2, g3分别与偏置的依赖关系，如图3(a)所示。其中，在图3(a)VGS变化范围内，g2极性未发生改变，而g3则随偏置变化极性发生改变，存在g3=0的点，即“最佳偏置点”，对应的晶体管IM3为0，AIP3在该处表现出显著峰值，如图3(b)所示，g3非线性的影响得到消除。如图3(a)所示，g3=0对应的偏置点在中反型区与强反型区交界处，对应的g1较小，会带来增益降低，噪声恶化等风险。文献[43]所提出的基于0.25 μm互补金属氧化物半导体工艺(Complementary Metal Oxide Semiconductor, CMOS)蜂窝通信LNA最终实现了1.8 dB噪声系数(Noise Figure, NF)，+10.5 dBm IIP3。2012年，文献[45]介绍了一款基于0.25 μm 氮化镓(Gallium Nitride, GaN)工艺，覆盖0.25～3.5 GHz的共源共栅(Cascode)反馈放大器。最佳噪声偏置下，LNA在2 GHz下可获得0.88 dB的优异NF,OIP3为38.7 dBm。最佳线性偏置下，LNA在2 GHz下可以实现50.6 dBm的OIP3，相应的NF为2.2 dB。对比发现，两种偏置状态下，3阶交调改善了约12 dB，噪声恶化了1.32 dB。因此在使用最佳栅极偏置时，需要对线性度、噪声等指标进行考虑，以综合选取合适的偏置点。

图3 最佳栅极偏置技术

最佳栅极偏置线性技术原理简单，对不同工艺的适用性强，但在实际使用过程中存在许多限制因素：

(1)对阈值电压等参数敏感，对偏置电压要求严苛，受工艺角(process corner)、电压、温度变化影响大；

(2)对DC工作点敏感，仅能工作在有限的输入信号范围内，当输入功率较大时，会发生DC工作点的漂移导致峰值IIP3的降低甚至消失；

(3)晶体管偏置在g3=0时，晶体管跨导较小，会恶化增益与噪声性能，且随着增益的增加，最佳偏置点会向更低的偏置电流处移动；

(4)在g3=0偏置处g2接近峰值，由于不可避免地存在源极反馈等通路，2阶非线性等会通过反馈路径互调混叠，恶化3阶非线性。同时负载阻抗变化、高阶非线性、输出非线性电导等非理想因素也会对峰值IIP3造成影响，使电路无法达到IIP3理论峰值。

由于最佳栅极偏置技术的局限性，在LNA的设计中较少地单独使用最佳栅极偏置技术，常见的做法是将最佳栅极偏置技术推广至“广义”范围，即根据LNA的性能需求选取合适的偏置电压来满足增益、噪声、线性度等不同指标的要求。同时，最佳栅极偏置技术也常与其他线性技术结合，进一步提高电路的线性度[46-48]。

3.2 导数叠加技术

最佳栅极偏置技术对环境变化较为敏感，应用受到诸多限制。导数叠加(Derivative Superposition, DS)技术[49]通过将两路或多路具有相反g3极性的晶体管并联，使g3在一定的偏置范围叠加抵消等于0或接近0。

3.2.1 传统型

如图4(a)所示，典型的DS方法是将两个不同尺寸的主晶体管MA和辅助晶体管MB并联，并分别偏置在强反型区(提供增益)和弱反型区(补偿主晶体管的非线性)。主、辅晶体管对应的g3极性在一定的栅压范围内极性相反(或使晶体管工作在其他工作区，确保对应的非线性系数相反)并最终满足

如图4(b)所示，DS方法使g3在一定的栅压范围内形成一个为0的传递函数，与最佳栅极偏置线性技术相比，DS方法对环境参数变化的稳定性得到较大的改善。

图4 导数叠加技术

根据导数叠加技术的定义，可以将典型结构推广得到更高阶的并联结构[49,50]，如图5所示，通过并联多个晶体管，控制每只晶体管的工作状态，使得g3叠加为0。文献[50]介绍了一种采用DS线性化的全集成CMOS分布式放大器设计，基于0.13 μm RF CMOS，该放大器IIP3改善了8.5 dB, IM3改善了13 dBc。文献[51]展示了DS方法的另外一种实现形式，使用工作在线性区(triode region)的堆叠辅助晶体管提供足够的正极性g3来抵消主晶体管的负极性g3。基于0.25 μm CMOS工艺，文献[51]中LNA IIP3提高了13 dB。

图5 广义DS结构[50]

由于多个晶体管的栅极连接在一起，DS技术也被称为多栅晶体管技术(Multiple Gated Transistor Technique, MGTR)[52-55]。随着并联晶体管数量的增加，g3抵消窗口会随之展宽，但随之而来的是增益、噪声、功耗等其他性能的恶化。因此使用DS方法时，需要根据其他性能指标进行折中考虑。

在DS方法的基础上，结合其他电路技术成为应用发展的主流[56-59]。文献[56]结合DS方法和电流复用结构(Current Reuse, CR)实现了应用于IEEE 802.11a/b/g的多模LNA，在2.4 GHz和5.2 GHz处分别实现了IIP3性能的提升，与未采用DS方法的LNA相比，其IIP3性能提升近50%。文献[57]介绍了一种融合DS方法的高线性共源共栅LNA，将DS方法分别应用到电路结构中的CS和CG级，并在不同的工作频点分别提高CS级与CG级的IIP3，在噪声未受明显影响的前提下，实现了高线性LNA。

传统导数叠加方法改善了最佳栅极偏置线性技术敏感度的问题，但由于辅助晶体管工作在弱反型区等，DS方法的应用也存在许多的限制：

(1)弱反型晶体管模型不够准确，模型拟合数据与实测数据可能存在较大差距，且高频性能较差；

(2)辅助晶体管并联在放大器输入端，但由于工作在弱反型区，无法处理输入大信号，否则会关断；

(3)工作在弱反型区的辅助晶体管并联在输入端，影响输入匹配，进而影响噪声、增益等性能；

(4)DS方法中不同并联晶体管之间需要多个隔直电容，为减小对射频信号的影响，通常采用较大的隔直电容，增加片上集成难度；

(5)并联晶体管分别需要多个独立的偏置电路，难以保证在工艺变化情况下保持相同的变化。

3.2.2 改进型

人们发现，传统DS方法会受到2阶互调、输入功率等条件的制约，针对这些的问题，人们通过改进DS(Modified Derivative Superposition, MDS)使其适应更多的应用[60-65]。

文献[60]分析了射频条件下，2阶非线性和电路电抗对DS方法峰值IIP3的影响，并提出了降低2阶非线性影响的改进DS方法。由于源极电感L提供了反馈通路，如图6(a)所示，2阶非线性分量对IMD3产生影响，降低LNA峰值IIP3的值。改进后的DS结构如图6(b)所示，在传统DS结构源极位置引入两个源极退化电感L1与L2，将辅助晶体管MA的源极接入L1和L2的公共节点，通过调节电感L2的大小来调整g3A的相位，使得g3A和g3B叠加的矢量和与g2B相位相反(此时忽略g2A)，如图6(c)所示，从而抵消2阶非线性混叠的影响。文献[60]MDS方法被用于0.25 μm CMOS LNA，该LNA在2.6 V供电，9.3 mA功耗的情况下实现了1.65 dB NF以及+22 dBm IIP3，IIP3改善了近20 dB，动态范围品质因数(Figure-of-Merit, FoM)达到了503。

图6 改进DS方法

在文献[60]电路基础上，文献[61]将晶体管MA的连接从输入端移至晶体管MB的源极，引入了另外一种减小2阶非线性影响的改进DS电路。其通过调节源极负反馈电感的值引入相位差，实现3阶非线性矢量和与2阶非线性的抵消。同时，工作在弱反型区的辅助晶体管避免连接在输入端，降低了辅助晶体管对输入阻抗和噪声的影响。因此，文献[61]提出的辅助电路具备引入到给定LNA的潜力，而无需更改LNA既定的参数。

文献[62]将文献[61]中的改进DS技术应用在亚阈值高线性LNA。文献[63]将改进的DS技术应用在宽带级联放大器的输出级，减小2阶非线性影响，在3.1～10.6 GHz的带宽内实现了IIP3大于13.8 dBm。

在传统DS方法中，小信号IIP3的提高并不意味着大信号非线性同样得到改善。虽然增加并联晶体管的数量可以拓宽g3抵消窗口，但会增加系统的复杂度，影响其他性能。文献[65]基于差分结构和辅助调节电容提出了一种改进的宽输入范围DS(Wide Range Derivative Superposition, WRDS)方法。在不牺牲增益和噪声的情况下，WRDS方法在较宽的输入功率范围内实现了良好的线性度，同时实现了大信号下的线性度改善，如图7所示。

图7 WRDS技术g3抵消窗口[65]

3.2.3 互补型与差分型

传统DS方法在实现g3叠加的同时，也对g2进行了叠加。文献[66]提出了CMOS互补DS方法(complementary DS)，使用NMOS/PMOS组合改善IIP3的同时降低了IP2的影响。由于NMOS和PMOS的线性特征不一样，所实现的g3抵消效果比双NMOS组合略差。

文献[67]提出了一种互补共源导数叠加(Complementary Common Source Derivative Superposition, CCS-DS)的线性化方法，同时消除了晶体管的2阶和3阶畸变。文献[68]采用饱和NMOS,PMOS的组合电路将改进的互补导数叠加(Improved Complementary Derivative Superposition, ICDS)技术和正体偏置(Forward Body Bias, FBB)技术结合，改善2阶和3阶非线性的同时改善了噪声性能和直流功耗。文献[69-71]将互补导数叠加结构和Cascode结构有源反馈结构结合，提高线性度的同时，实现了宽带LNA。2017年，文献[72]提出了一种具有增强线性度的噪声抵消LNA，采用互补DS结构，消除了噪声抵消级的3阶失真，并补偿其2阶非线性，由此改善放大器的线性度。基于0.18 μm CMOS，文献[72]在0.1～2 GHz范围内，获得了2.9～3.5 dB的NF和10.6～14.3 dBm的IIP3。

基于差分结构抑制共模信号的特性，差分DS结构可以在改善g3的基础上抑制g2的影响[73]。

3.3 失真补偿电路

与DS方法相似，失真补偿电路也是利用辅助通路来补偿主通路的非线性，按照实现形式可以概括为数字失真和模拟失真电路，按照补偿支路所处位置可以分为预失真和后失真。

数字预失真一般需要一个非常高速的数字信号处理单元，以及高速高分辨率的数模转换器(Digital to Analog Converter, DAC)和模数转换器(Analog to Digital Converter, ADC)，这些电路器件可以实现精准的非线性抑制，但通常价格昂贵且功耗较大。

模拟预失真电路(Predistortion)[74,75]在主放大器的输入端并联预失真支路，通过预失真通路IMD3对主放大器进行IMD3调零，原理如图8所示。

图8 预失真原理框图

常见的模拟预失真电路形式主要包括二极管预失真[75]、晶体管预失真[76]等，电路结构相对简单，不会额外消耗过多功耗，常被用于单片集成电路(Monolithic Microwave Integrated Circuit,MMIC)提高线性度，且在宽带LNA应用场景中表现良好。但由于预失真并联在输入端，会对输入匹配造成一定的影响。文献[74]提出了一种采用FET预失真的线性化电路，如图9所示，通过优化支路FET2偏置对主路FET1的IMD3调零。文献[74]所示LNA在900和904 MHz双音信号下的峰值OIP3提高了13.9 dB。文献[71]提出了一种用于宽带CMOS LNA的预失真方法，通过高度非线性预失真分支对主放大器的IMD3进行调零，基于变压器反馈确保最大非线性乘积抵消，同时并未显著地恶化增益和噪声系数(NF)性能。结果表明，文献[77]提出的LNA IIP3比常规LNA提高了10.3 dB，增益和噪声系数仅恶化了1 dB和0.44 dB。

图9 FET预失真电路

后失真(Post Distortion, PD)技术[78-82]中辅助晶体管通路与主晶体管输出端相连接，而非并联在输入端，可以降低辅助通路对输入端的影响。与DS方法相比，后失真电路中主、辅晶体管一般均工作在强反型区，可以产生更加稳定的非线性抵消效果。

文献[83]介绍了一种有源后失真(Active Post-Distortion, APD)线性化方法，如图10所示，并分析解释了APD在低频和高频中的应用原理。文献[84]提出了改进的后失真网络，通过在失真辅助晶体管的源节点处增加辅助电感以增强LNA高频线性度。

图10 有源后失真线性技术[83]

文献[85]提出了一款使用后失真线性化的共源共栅LNA，在2 GHz处IIP3提升了8 dB。2016年，文献[86]在宽带LNA中将后失真技术和电流复用技术有机结合，在拓展带宽的同时提高了放大器的线性度。

3.4 前馈技术

最佳栅极偏置技术，导数叠加以及失真补偿等技术方法都是依靠改善晶体管的线性度改善LNA的3阶交截点，这些技术所实现的“高IIP3”普遍无法在较大输入激励下维持相同的性能。同时，目前也没有合适的理论能够模拟和计算与输入功率相关的非线性传输函数。前馈技术是较早出现的系统级改善IIP3方法，其原理如图11所示，是高线性LNA常用的设计技术[87-93]。前馈技术的核心是通过控制系统中每条支路信号的大小和相位来提高线性度，本质是辅助放大器通路对主放大器通路的非线性补偿。

前馈技术的前提是图11中主辅放大器的非线性特性完全相同，其输入输出关系均可由式(2)表示，b,c分别可以看作辅助通路理想放大器增益，可得主放大器与辅助放大器的输出响应分别为

图11 前馈技术系统框图

由式(9)可知，信号经过辅助通路缩放，反映到幂级数展开式中可以等效为对幂级数系数进行移位。主、辅放大器在输出端合成后可以抵消掉目标非线性项。因此，前馈技术的设计自由度依辅助通路数量而定。通过采用多个不同缩放因子的辅助通路并联，理论上可以抵消多个非线性项的影响。同时，由于前馈技术抵消了高阶非线性，LNA的带宽也可以得到进一步扩展，因此常被用于宽带LNA设计中[92,94,95]。

文献[89]采用一条辅助放大器通路的前馈方法，通过选择合适缩放因子(b=2, n=3)实现了LNA IIP3的改善。由于器件失配、高阶非线性(阶数＞5)、负载非线性等问题，主放大器3阶非线性没有完全被消除。测试结果表明，采用前馈辅助放大器的LNA在900 MHz处实现了+18 dBm IIP3，与传统LNA相比，其IIP3提高了13 dB，线性度得到大幅提升。但由于引入了辅助放大器通路，LNA的功耗增加了一倍，噪声系数恶化了0.2 dB，电压转换增益也下降了2.5 dB。

文献[91]介绍了简化辅助支路的构成形式，使用自偏置有源电感和交叉耦合电容器组成前馈路径，产生负电容抵消寄生电容，从而提高放大器的线性度，拓展放大器的带宽。

虽然前馈技术不依赖于单个晶体管的高线性，理论上可以通过扩展支路放大器来抵消所有高阶非线性，但明显这是不符合实际的。该技术在使用上主要有以下几方面的限制：

(1)采用支路LNA并联的形式组成LNA系统，会增加系统功耗与系统复杂度，同时会恶化LNA系统的增益与噪声性能；

(2)工程上无法实现理想的无噪声高线性度放大器(b,c)，虽然可以使用电感电容等器件来等效实现放大器b和c，但实现后级衰减仍存在难度；

(3)存在器件不匹配等非理想因素，主支路与各辅助通路之间的不匹配对整个系统的影响较大；

(4)各通路放大器增益的准确性、稳定性难以保证，难以实现对辅助通路缩放因子的精准控制，无法保证该方法的效果。

3.5 负反馈技术

如图12所示，负反馈技术将输出信号通过反馈网络施加到输入端，可实现对IM产物的抑制，同时可以拓展带宽，提高稳定性，被大量运用于低噪声放大器的设计中[74,79,96-98]。

图12 反馈技术系统框图

在不考虑2阶非线性g2的前提下，引入负反馈放大器闭环IIP3与开环IIP3(开环放大器非线性表示如式(2))的关系[96]为

文献[101]研究了阻性反馈LNA改善IIP3的几方面要点，可以概括为：(1)消除可能的非线性成分，如使用电阻代替源极跟随电流源；(2)增大放大器开环带宽；(3)消除正反馈成分。文献[102]研究评估了不同的反馈形式下的IP3表达式，具有较高的准确性，对使用反馈方法改善线性度具有重要意义。

文献[103,104]介绍了CMOS差分共源共栅结构引入RC反馈改善IIP3的方法，在共栅晶体管漏极和共栅晶体管源极交叉引入RC反馈通路，通过调谐反馈网络使其3阶谐波传递函数H(ω)极性为负[79,104]，实现对3阶非线性的抑制。文献[105]介绍了一种基于高线性动态反馈的达灵顿放大器，在常规达灵顿放大器的基础上，有源偏置与动态反馈网络一起工作。通过调谐动态反馈网络偏置，文献[105]在2 GHz下IP3显著提升了11 dB。

3.6 其他方法与电路

除上述主要几种方法外，还有一些其他方法能够提高LNA线性度，如2阶失真注入技术[106]等。2阶非线性注入也是一种在结构上提高LNA IP3的技术方法。2阶失真注入技术利用辅助结构来产生与输入信号相干的2阶非线性分量，通过反馈等通路将其注入到主电路的电流中，降低2阶混叠对3阶非线性的影响。

综上，不同的线性度提高方法均有优缺点，如最佳栅极偏置、导数叠加等方法理想状态下可以显著提高峰值IIP3性能，但对环境因素变化敏感度高；负反馈网络虽然可以结合拓展线性带宽，提高IIP3，但由于电阻网络的存在对噪声影响较大。因此，在不明显牺牲其他性能指标的前提下，针对不同应用场景与制造工艺选取合适的技术、结构显得格外重要。