一种结构对称型电磁集成电磁干扰滤波器分析与设计

江师齐 王 卫 王盼宝 徐殿国

一种结构对称型电磁集成电磁干扰滤波器分析与设计

江师齐 王 卫 王盼宝 徐殿国

（哈尔滨工业大学电气工程及自动化学院 哈尔滨 150001）

针对电力电子变换器高频化发展趋势下电磁干扰（EMI）问题及其给高功率密度化设计带来的挑战，该文利用柔性多层带材（FMLF）技术，提出一种结构对称型EMI滤波器电磁集成设计方案。此方案通过共模（CM）电容-线电感和差模（DM）电容-CM电感基本集成单元推演出基于UU型磁心的L/N对称型EMI滤波器全集成结构，并采用合理的端口配置方式实现CM和DM滤波元件功能解耦，从而简化CM和DM集总等效电路，进而简化其参数分析、整定和设计。以一台输出功率为500W的SiC-MOSFET高频电压源逆变器为实验平台，在利用Maxwell软件进行合理性验证的前提下，分别设计分立型、磁集成型和电磁集成型EMI滤波器样机并进行对比实验，验证了所提方案的可行性和有效性。实验结果表明，在CM和DM插入损耗设计目标相同的情况下，所提电磁集成方案可有效减小体积和质量，有助于提升系统功率密度。

高频变换器 电磁干扰（EMI） 电磁集成 EMI滤波器 柔性多层带材（FMLF） 共模（CM） 差模（DM）

0 引言

近年来，在电力开关管高频化发展趋势下，电磁干扰（Electromagnetic Interference, EMI）问题的解决已成为开关电源、电驱系统、逆变系统等电力电子变换器设计过程中的一个重要挑战[1-3]。过高的EMI水平不仅会直接影响该系统自身的工作性能和使用寿命，还会间接干扰周围电气设备的正常运行，尤其是与干扰源共地的设备[4]。因此，许多国际权威机构提出了相应的电磁兼容（Electromagnetic Compatibility, EMC）标准，如欧盟EN系列和国际电工委员会CISPR系列标准[5-6]。这些标准均对电气设备在150kHz～30MHz频率范围内的传导EMI噪声幅值提出了限制要求。

由于产生和影响EMI的因素非常多，很难通过消除干扰源的方法从根本上解决EMI问题。因此，采用EMI滤波器一直以来都是抑制电力电子变换器传导EMI最基本和最重要的方法。无源EMI滤波器（Passive EMI Filter, PEF）不仅性能稳定、易于设计，而且成本较低，因此被广泛应用于工业领域[7]。PEF通常包括共模（Common-Mode, CM）和差模（Differential-Mode, DM）滤波元件。其中，CM滤波电路一般为CL型结构，DM滤波电路为LC型或p（CLC）型结构。因为CM和DM EMI噪声传导路径不同，所以其相应的滤波电路端口配置有所差异。CM电容连接于相线和地之间，其容值受限于漏电流标准，因此往往需要较大的CM电感来满足CM衰减需求。而DM电容连接于相线之间，其耐压值须大于或等于线电压，而且所取容值相对较大，这直接使DM电容具有较大的体积。另外，CM电感的漏感往往太小而无法满足DM衰减需求，通常需要配置独立的DM电感。上述因素促使EMI滤波器成为了电力电子变换器中体积和质量来源的主要功能模块之一。相关文献指出，EMI滤波器的体积和质量占比有时可高达整个系统的50%[8]，这是提升系统功率密度的一个主要障碍。因此，如何设计有效的紧凑型、轻量型EMI滤波器是电力电子系统高频化发展面临的一个关键问题，有待进一步研究。

利用无源集成技术一直以来都是减小功率滤波电路体积和质量最典型的方法。根据集成对象性质，无源集成技术主要分为以下两种类型[9]：

（1）磁集成技术：感性元件的集成设计。

（2）电磁集成技术（Electromagnetic Integration Technique, EMIT）：容性和感性元件的集成设计。

磁集成技术旨在利用合理的磁心结构，采用磁耦合或解耦的方式实现不同功能磁性元件的集成设计，在电力电子变换器中被广泛运用[10-12]。但由于集成对象类型的单一化，其发展有很大的局限性。相比之下，新兴的EMIT则具有更好的发展和应用前景。现行EMIT包括平面电磁集成和基于柔性多层带材（Flexible Multi-Layer Foil, FMLF）的电磁集成两种类型，相比于前者，后者具有减小绕组总长度、缩减使用面积和减少涡流损耗等优势[9, 13]。目前，在电力电子相关领域还未建立成熟的FMLF技术应用体系，许多研究人员正致力于这一技术的深入开发，包括其在谐振变换器、多级变换器、谐波滤波器和EMI滤波器优化设计等方面的研究[14-17]。文献[18]提出了一种高集成度CM扼流圈，利用柔性带材技术将CM电感和CM电容集成到一个磁心单元，以减小整个滤波器的体积和质量。但此方案将CM电感的漏感作为DM电感，使DM插入损耗受到较大限制且不易控制。而且往往需要额外配置DM电容来改善DM插入损耗，致使滤波模块集成度降低。为了弥补此缺陷，文献[19]设计了两种改进型EMI滤波器电磁集成结构：一种结构可实现CM电感、CM电容和DM电容的集成；另一种结构在此基础上进一步集成了DM电感。但前者交错并联的双线（L和N线）绕组结构，使CM电感的漏感非常小，DM噪声抑制能力也因此具有较大局限性；后者虽兼具较好的CM和DM插入损耗，但其非相线对称结构容易导致L和N线阻抗失衡，产生CM噪声向DM噪声转化的现象，不利于噪声抑制[12]。

本文针对上述问题，利用UU型磁心设计了一种结构对称型EMI滤波电路全集成方案。所提结构包含4个FMLF绕组，两个单层绕组作为CM电容和DM电感集成单元，两个多层绕组作为CM电感和DM电容集成单元。另外，通过合理的端口配置方式，可实现CM和DM滤波电路功能解耦，进而可简化滤波器的CM和DM等效电路，便于参数分析和设计。最后，本文针对一台500W高频逆变器实验平台，设计所提电磁集成EMI滤波器样机，通过实验测试和对比分析来验证所提方案的可行性。

1 所提EMI滤波电路电磁集成结构

基于FMLF技术的电磁集成基本原理示意图如图1所示，图中，FMLF绕组由绝缘层、电介质层和导体层组成。绝缘层起隔离保护作用；导体层作为电能传输层主要充当电感线圈，有时根据需要也可作为接地层；电介质层内嵌于不同电气层之间，可用以形成不同形式的电容。

图1 基于FMLF技术的电磁集成原理示意图

图2所示为四端口FMLF绕组模型在两种不同端口激活模式下的等效电路。在模式1下，绕组1等效为一个独立线电感和CM电容组成的三端口电路。在模式2下，绕组2等效为一个CM电感和DM电容组成的四端口电路。这两种结构足以满足EMI滤波器设计需求，可将绕组1或其衍生绕组作为DM电感和CM电容基本集成单元，将绕组2或其衍生绕组作为CM电感和DM电容基本集成单元。一般情况下，DM电感和CM电容设计值均较小，而CM电感和DM电容设计值均较大。根据文献[17]，本文采用单电气层（L或N线层数为1）FMLF绕组来设计DM电感和CM电容集成单元，采用多电气层（L或N线层数大于1）FMLF绕组来设计CM电感和DM电容集成单元。图3所示为UI磁心、单电气层绕组（W-S）和多电气层绕组（W-M）构成的EMI滤波器子模块，图3a为其端口配置和等效电路。此时，由于只有单个W-S，所以只能在单一相线上形成滤波电感，而且也无法形成对称的CM电容。另外，如图3b～图3c所示，在DM电流激励下，W-M中L和N线绕组产生的磁动势会相互抵消，总磁动势等效为W-S产生的磁动势；在CM电流激励下，W-M中L和N线绕组产生的磁动势相互增强，但W-S的自感会使其所在相线的线路电感增大。

图2 FMLF绕组在不同端口激活方式下的等效模型

图3 EMI滤波电路电磁集成子模块

根据上述分析，子模块的CM和DM电路均为非对称结构，若要实现结构对称型EMI滤波电路的电磁集成，则至少需要两个单电气层绕组用以均衡L和N线线路阻抗及其对地阻抗。据此，本文基于UU型磁心，利用两组子模块进行有机组合，其结构如图4a所示。图中，T1(a～c)、T2(a～d)、T3(a～c)和T4(a～d)分别为绕组W1、W2、W3和W4的电气连接端子。两个单电气层绕组W1和W3采用端口激活模式1，绕组间采取DM耦合接法；两个多电气层绕组W2和W4采用端口激活模式2，绕组间采取CM耦合接法。如此，W1和W3分别构成L线和N线DM电感- CM电容集成模块，W2和W4共同构成CM电感-DM电容集成模块。另外，此接线方式不仅利用了W1和W3之间的DM全耦合、W2和W4之间的CM全耦合，而且可同时实现W1（或W3）与W2（或W4）之间的解耦。如图4b和图4c所示，在DM电流激励下，W1和W3产生的磁通1_DM和3_DM相互增强，W2和W4中L和N线绕组产生的磁通相互抵消；而在CM电流激励下，W1和W3产生的磁通相互抵消，W2和W4产生的磁通2_CM和4_CM则相互增强。

图4 结构对称型EMI滤波电路电磁集成设计

2 所提结构模型分析与参数设计

对所提结构进行模型分析是对其进行参数辨识和参数设计的基础。本节基于电磁集成EMI滤波器分布参数模型，在分析各部分参数主要作用及影响的前提下合理简化其CM和DM等效电路，进而为其实际应用提供参数设计准则。

2.1 模型分析

以每一匝作为一个子单元，可将所设计全集成EMI滤波电路电磁分布参数模型描绘为如图5所示结构。图中，1和2分别为W1（或W3）和W2（或W4）的匝数；1(1～N2)（或1(1～N1)）、2(1～N2)（或2(1～2)）、3(1～1)（或3(1～1)）和4(1～2)（或4(1～2)）分别为W1、W2、W3和W4中各匝分布电容（或电感）；C1(1～(N1-1))和C3(1～(N1-1))分别为W1和W3中第与第+1匝绕组间通过绝缘层形成的跨越寄生电容，=1, 2,…,1-1；C2(1～(N2-1))和C4(1～(N2-1))分别为W2和W4中第与第+1匝绕组间跨越寄生电容，=1, 2,…,2-1；1pq和3pq分别为W1和W3中第匝和第匝绕组间的互感，,=1, 2,…,1且≠；2jk和4jk分别为W2和W4中第匝和第匝绕组间的互感，,=1, 2,…,2且≠；1p-3q（或2j-4k）为W1中第匝与W3中第匝（或W2中第匝与W4中第匝）绕组间的互感，此时与，与可相等。由图5可知，在CM信号激励下，只有W1与W3产生的电容和W2与W4产生的电感发挥作用；在DM信号激励下，则主要是W1与W3产生的电感和W2与W4产生的电容生效。另外，W1和W3中跨越电容分布在相线和地之间，呈CM连接模式；W2和W4中跨越电容分布于L和N线之间，呈DM连接模式。但由于绝缘层的厚度远大于电介质层，且其介电常数较小，因此在预期设计中可忽略跨越电容对CM和DM电容的影响。根据上述分析，所提电磁集成结构的集总等效电路如图6a所示。图中，W1、W2、W3和W4分别为绕组W1、W2、W3和W4形成的线电感；W1、W2、W3和W4分别为对应绕组形成的分布电容。

图5 所提结构电磁分布参数模型

图6 电磁集成EMI滤波器集总等效电路

由图6a可分别得到全集成EMI滤波器的CM和DM等效电路，如图6b和图6c所示。CM结构等效为Γ型滤波电路，CM为CM电容；CM_L和CM_N分别为L和N线上CM线路电感；CM-eq和CM-eq分别为等效CM滤波电容和电感。DM结构等效为p型滤波电路，DM1和DM分别为由W1& W3和W2& W4形成的等效DM电容；DM-eq为等效DM电感。基于以上分析，可对所提电磁集成EMI滤波器的滤波参数进行估算，进而可在实际应用中按需设计集成参数。

2.2 参数设计

2.2.1 CM滤波参数

由于结构设计的对称性，在上述CM等效滤波电路中，CM=W1=W3；W2=W4；CM_L=CM_N=W2+W4。等效CM滤波电容和电感可表示为

式中，i和c分别为对应绕组绝缘层和导体层的厚度；0和r分别为真空磁导率和磁心的相对磁导率；和为磁心边柱尺寸；eq和eq分别为磁回路等效长度和横截面积，磁心尺寸示意图如图7所示。

图7 磁心尺寸示意图

2.2.2 DM滤波参数

在DM滤波电路中，W2=W4；W1=W3。等效DM滤波电容和电感可表示为

式中，t2和e分别为W2或W4的总长度及其电气层的宽度；1_DM和3_DM分别为W1和W3在DM激励下产生的磁通。

另外，需要考虑磁心的防磁饱和设计。由于CM电流往往非常小，而且只有部分会流经绕组，因此CM电流产生的磁通一般很小，磁回路中的磁通则主要由工频电流激励下的DM电感绕组产生。这些磁通会给磁心带来一定的偏置磁通密度，如果偏置磁通密度过大，使磁心饱和，则会严重损害滤波器滤波性能。为避免上述不利情况，设计参数需满足

式中，sat为磁心的饱和磁通密度；max和max分别为系统工作在最大功率点时的电流和磁心磁通密度。

3 仿真和实验验证

为验证所提方案的可行性和有效性，本节以一台500W SiC-MOSFET逆变器为设计对象进行仿真和实验验证。高频逆变器实验平台如图8所示，系统采用双极性SPWM策略，开关频率为100kHz，直流侧输入电压为400V。

图8 高频逆变器实验平台

本设计以满足EN55011 B类设备电磁干扰标准为目标，利用一款内置共差模分离器的单相LISN来检测系统的传导EMI噪声。首先测试系统未配置EMI滤波器时初始CM和DM EMI噪声，再根据噪声衰减需求得到预期的CM和DM滤波参数，进而以实现预期参数为目标指导电磁集成EMI滤波器的参数设计。针对本平台，预期设计的滤波器参数分别为：CM-eq=3mH；DM-eq=100mH；CM=2 200pF；DM=0.1mF。另外，所采用的UU型磁心型号为TDK公司旗下的PC40 UU58/33/14，其相对磁导率r= 2 300（23℃），饱和磁通密度sat=500mT（23℃）、380mT（100℃）。为减小W1和W3带来的偏置磁通密度，本方案利用两组上述UU型磁心进行层叠，以增加磁路的横截面积。在绕组设计中，分别采用耐高温绝缘胶带、柔性铜箔和聚酰亚胺（Polyimide, PI）薄膜作为绝缘层、导体层和电介质层。相比于市场上其他几种电介质薄膜材料（如聚丙烯和聚苯硫醚），PI膜具有较好的综合性能，其相对介电常数较大（约为3.5），而且具有较高的击穿电压（280V/mm）和较好的耐高温性。根据第2节内容，结合所选材料（包括磁心和带材）的尺寸和特性，绕组W1～W4的设计参数见表1。1=2，此时由W1和W3引入的偏置磁通密度计算值为192.7mT，满足防磁饱和设计要求。需注意的是，为统一各绕组线路中的电流密度，W1和W3中导体层厚度是W2和W4中导体层厚度的2倍。另外，绝缘层和电介质层的宽度略大于导体层，其目的是给相邻导体层间提供一定的位置容错率，避免相邻导体层因易接触而发生短路。

表1 电磁集成EMI滤波器设计参数

图9所示为设计的结构对称型电磁集成EMI滤波器样机，其等效集总参数的期望值、计算值和测量值见表2，测量值与计算值比较接近，基本满足设计预期。此外，为体现所提电磁集成滤波器的良好EMI抑制效果和其在提升系统功率密度方面的优势，设计了传统分立型和磁集成型EMI滤波器与之对比。如图10a、图10b所示，两者均采用与电磁集成EMI滤波器相同的磁心，绕组采用直径为1.4mm的漆包线绕制（使导体横截面积与FMLF绕组导体层的横截面积基本一致）。如此，在确保不同类型EMI滤波器各参数（包括磁心型号、绕组匝数、电流密度以及磁心磁通密度）相同的情况下，体现电磁集成方案的优势。在分立型滤波器中，UU型磁心用以设计CM电感，其结构如图10c所示，并按照滤波参数期望值额外配置了2个50mH的独立DM电感、2个2 200pF的CM电容和1个0.1mF的DM电容。在磁集成滤波器中，UU型磁心用以设计CM和DM集成电感，其结构如图10d所示，所配置的CM和DM电容与前者相同。上述三种EMI滤波器的质量和体积对比如图11所示，相比于分立结构，所提方案可使质量和体积分别减小12.8%和22.4%；相比于磁集成结构，所提方案在质量上虽无明显优势，但其体积可减少13.0%。

图9 结构对称型电磁集成EMI滤波器样机

表2 电磁集成EMI滤波器等效集总参数

当系统以额定功率输出时，输出端电压和电流波形如图12所示，此时，电流峰值max约为3.2A。以3.2A DM电流为激励，在Maxwell环境下对不同类型EMI滤波电感的磁通分布进行有限元仿真分析，结果如图13所示。由图13a可知，CM绕组产生的磁通较小，在分立型CM电感中一般不会引起磁饱和问题。而从图13a与图13b之间的对比可知，DM绕组是磁路中磁通的主要来源。在CM和DM集成电感中，磁通显著增加，磁心的平均分布磁通密度约为200mT，最大磁通密度约为250mT。在电磁集成EMI滤波器中，磁心的磁通分布情况与前者类似，如图13d所示，符合设计预期。另外，通过图13a与图13c的对比可发现，柔性带材绕组有利于减小漏磁，可以在一定程度上减少辐射干扰。

图10 分立型和磁集成型EMI滤波器

图12 逆变系统以额定功率输出时电压和电流波形

图13 不同类型集成滤波器的磁通分布

为直观体现所设计滤波器的EMI衰减性能，利用矢量网络分析仪对其CM和DM插入损耗进行测试，结果如图14所示。三种滤波器在低频段（1MHz以内）的插入损耗非常接近，但因其寄生参数的差异导致高频段性能具有较大差异。从整体上看，在150kHz～10MHz频段内，三种滤波器均具备较高的CM和DM插入损耗，但在10MHz以上，插入损耗大幅度减小。

最后，分别测试配置EMI滤波器前后系统传导EMI频谱，通过对比分析进一步验证所提方案的有效性。图15给出了系统电路结构及电磁集成EMI滤波器的端口配置方式，对于分立型和磁集成EMI滤波器，则均以CM电容侧为输入端即可。在不同情况下，系统传导EMI测试结果如图16所示。由图16a、图16b可知，系统CM和DM底噪均较低，符合测试标准，而当系统以额定输出功率运行时，EMI噪声显著增加。系统CM噪声在整个测试频段内都保持较高幅值，大幅度超出标准限值要求。而在前级谐波滤波器的作用下，DM噪声已得到较大程度的衰减，尤其是低频段，所以其幅值相对较低。图16c和图16d分别为配置不同类型EMI滤波器时系统CM和DM噪声频谱，可以看出，三种EMI滤波器整体上具有相近的CM和DM噪声抑制能力，体现了所提电磁集成EMI滤波器设计方案的可行性。通过图16a与图16c之间的对比可知，所设计的滤波器均能显著衰减CM噪声，只是寄生参数的影响导致其在20MHz以上频带的衰减度略显不足，这是EMI滤波器设计中普遍存在的问题。同样，寄生参数也会削弱高频DM噪声抑制能力，但由于DM噪声衰减需求量较小，滤波器仍可提供足够的高频衰减量。如图16d所示，DM噪声整体上可满足标准。

图14 不同类型EMI滤波器的插入损耗

图15 电磁集成EMI滤波器在逆变系统中的端口配置方式

图16 传导EMI实测结果

4 结论

本文提出了一种基于柔性带材技术的结构对称型EMI滤波器电磁集成设计方案。该方案利用UU型磁心和柔性多层带材绕组将EMI滤波器的感性和容性滤波元件集成在一个磁心单元，并同时实现CM和DM元件的功能解耦。文中给出了所提结构的电磁分布参数模型及其性能分析，并进一步得到其集总参数等效电路，为参数设计提供了理论基础。最后，以一台高频SiC-MOSFET逆变器为设计对象对所提方案进行了实验分析。结果表明，在保持设计参数基本一致的情况下，较之传统分立型和磁集成EMI滤波器，所提电磁集成滤波器不仅具备相似的EMI抑制能力，而且其质量和体积明显减小。所提方案可为解决高频电力电子变换器EMI问题提供新思路，使之更好地顺应高功率密度发展趋势。

现有研究暂未具体考虑柔性带材绕组寄生参数的产生机理及其抑制方法，同时对柔性带材绕组在缓解辐射干扰问题上的潜在优势未做深入讨论，后续工作将重点对上述问题展开分析和研究。

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Analysis and Prototyping of the Electromagnetic Integration of a Structure-Symmetrical Electromagnetic Interference Filter

（School of Electrical Engineering and Automation Harbin Institute of Technology Harbin 150001 China）

Aiming at the electromagnetic interference (EMI) issue and the associated challenge to high power density design under the trend of high frequency of power electronic converters, a flexible multi-layer foil (FMLF) technique based electromagnetic integration scheme of a structure-symmetrical EMI filter is proposed in this paper. In this scheme, the UU-cores based fully integrated structure of L/N-line-symmetric EMI filter is derived from the basic integrated units of common-mode (CM) capacitor & line-inductor, and differential-mode (DM) capacitor & CM inductor. Moreover, a reasonable terminal-configuration is utilized to realize the function-decoupling of CM and DM filtering components, which can predigest the CM and DM lumped equivalent circuits, there by simplifying the parameters’ analysis, calibration and design. Taking a high-frequency SiC-MOSFET voltage source inverter with 500W output power as the experimental platform, the discrete, magnetic integrated and electromagnetic integrated EMI filter prototypes are built for comparative experiments on the premise of using Maxwell software to verify the rationality and feasibility of the proposed scheme. In addition, the results indicate that the proposed electromagnetic integrated approach can effectively reduce the size and weight, and contribute to increasing the system power density under the same design objectives of CM and DM insertion losses.

High-frequency converter, electromagnetic interference (EMI), electromagnetic integration, EMI filter, flexible multi-layer foil (FMLF), common-mode (CM), differential-mode (DM)

TM46

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.220300

国家自然科学基金项目（51977045）和国网黑龙江省电力有限公司科技合作项目（5224372003）资助。

2022-03-07

2022-04-07

江师齐 男，1994年生，博士研究生，研究方向为逆变系统电磁干扰与电磁兼容，以及无源器件电磁集成设计。

E-mail: jiangshiqi@hit.edu.cn

王盼宝 男，1984年生，博士，副教授，研究方向为微电网运行控制与互联技术、高集成度变换器拓扑与优化技术等。

E-mail: wangpanbao@hit.edu.cn（通信作者）

（编辑 陈 诚）