用于系留式无人机高变比谐振变换器设计

张雅静，安琪，程歆然，齐雨阳，杨发辉，吕小峰

(1.北京信息科技大学 自动化学院，北京 100192；2.中电科(北京)信息测评认证有限公司，北京 100191)

0 引言

随着功率半导体器件的发展，高频化和轻量化已经成为未来电力电子变换的重要发展趋势。随着无人机技术的日益成熟，近些年提出了“系留式无人机”的概念，这种无人机将系留浮空技术与传统的多翼无人机结合起来[1-2]，通过缆绳传输电能，能够有效地延长无人机的工作时间，满足全天候多功能工作的需求，并可应用于高空基站、边界巡视等特殊领域，具有较好的应用前景。其供电系统由地面供电系统和机载电源系统两部分构成[3]。

近年来LLC谐振变换器被广泛应用于电动汽车充电设备、航空二次电源、固态变压器、光伏系统直流变换器等领域[4-6],可同时实现一次侧的零电压开关和二次侧整流器的零电流开关，当输入电压、负载变化范围较大时，LLC谐振变换器仍具有优良的稳压性能[7-10]。

本文针对系留式无人机高输入电压、高开关频率、高功率密度、高转换效率、大变比的设计需求，提出了高变比谐振LLC变换器拓扑，通过原边串联、多模块副边并联的方式满足其设计需求。最后基于PSIM软件搭建了仿真模型，仿真结果验证了理论分析的正确性。

1 高变比谐振变换器原理

1.1 拓扑结构

针对系留式无人机供电系统要求高变比、大功率的特点，本文提出了基于四变压器的高变比谐振变换器拓扑，通过原边串联、多模块副边并联有效提高其功率密度，四变压器谐振网络可实现软开关及高变比设计需求，其拓扑结构如图1所示。其中，以开关管Q1和Q2构成半桥电路，4个变压器原边串联输入，副边并联输出，变比为n∶1∶1，谐振电感Lr、谐振电容Cr和四变压器励磁电感Lm1～Lm4构成谐振网络，4个变压器的副边均为一样的全波整流电路，DR1～DR8为倍压整流电路中的二极管，Co1～Co4为输出电容，输入、输出电压分别为Vin和Vout。

图1 高变比谐振变换器拓扑结构

1.2 工作原理

LLC谐振变换器采用调频控制模式，即通过调节开关频率fs来改变输出电压的大小[6]。在LLC谐振变换器中串联谐振电感Lr和谐振电容Cr的串联谐振频率记做fr；Lr加上总励磁电感Lm之和与谐振电容Cr的串并联谐振频率记做fm[7]。根据串联谐振频率fr和串并联谐振频率fm与谐振变换器开关频率fs的关系，可以将该变换器工作频率区间分为以下3个工作模态。

1.2.1 工作模态I:fm

模态I工作波形示意图如图2所示，分别为开关管Q1和Q2的驱动电压Vg-Q1和Vg-Q2，桥臂中点电压VA，励磁电感Lm的电流iLm与谐振电感Lr的电流iLr的波形，谐振电容Cr的电压vCr，以及流过副边两个二极管的电流iDR1和iDR2。此时，励磁电感Lm参与谐振，原边开关管Q1和Q2可实现零电压开通(zero voltage switching，ZVS)，副边整流二极管实现零电流(zero current switching，ZCS)自然关断，并且工作在电流断续状态，当工作频率偏离谐振频率fr并下降时，励磁电流相对增加。

图2 fm

1.2.2 工作模态II:fs=fr

在工作模态II 下，原边开关管Q1和Q2可实现零电压开通。副边整流二极管可实现零电流关断，并且整流二极管工作在电流连续状态，该模态工作波形示意图如图3所示。

图3 fs=fr时工作波形

1.2.3 工作模态III:fs>fr

在工作模态III下，当开关管开通时，励磁电感Lm被输出电压钳位，不参与谐振，开关管Q1和Q2可实现零电压开通，励磁电感电流相对较小，但副边整流二极管不能实现零电流自然关断，副边二极管被强制换流，在该工作状态下副边无法实现ZCS，其工作波形示意图如图4所示。

图4 fs>fr时工作波形

2 高变比谐振变换器电路参数设计

2.1 变压器参数设计

因本设计使用的是半桥结构，所以变压器原边输入电压为总电路输入电压Vin的1/2，而变压器的副边除了要考虑输出电压外，还要考虑二极管的压降，故变压器总变比为

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(1)

式中：Vinnom为输入标称电压；Vout为输出电压；Vd为预估整流二极管的压降。

因本文设计变压器时考虑到高变比的原因，选择的是四变压器原边输入串联，副边输入并联的形式，因此各个变压器变比为

(2)

式中N为变压器总变比。

2.2 副边等效电阻Rac

设额定负载电阻为RL，根据输出电压Vout和输出功率Po，可得：

(3)

因此，可推导出副边四路总等效电阻Rac为

(4)

2.3 变换器电压增益

该变换器获得最大增益Gmax时对应最小输入电压Vinmin，获得最小增益Gmin时对应最大输入电压Vinmax。该变压器在串联谐振频率处有最高效率，考虑整流二极管导通压降的影响，最大增益Gmax和最小增益Gmin分别为：

(5)

(6)

2.4 谐振网络参数设计

(7)

式中k为总励磁电感Lm与谐振电感Lr的比值。可知等效负载越大，品质因数越高，增益越小。因此只要等效负载最大时的增益曲线能够满足输入电压范围需求即可。为保证LLC谐振变换器在最低输入电压下能够一直保持原边开关管的ZVS，所以选择的品质因数Q应略小于最大品质因数。

图5给出了k对变换器增益的影响。k通常不宜过大，因为k值越大，增益曲线会越平缓，而k值过小，则会导致开关管的关断电流增大，导致开关损耗增大。本文选取k=4。

图5 k对变换器增益的影响

谐振电容

(8)

谐振电感

(9)

总励磁电感

Lm=k×Lr

(10)

由于4个变压器在原边串联，单个变压器上的励磁电感

(11)

2.5 开关频率设计

因开关频率处于高频段的增益小于处于低频段的增益，故可根据最大增益来求最低的开关频率，同理，根据最小增益求最高的开关频率。

最高开关频率fmax和最低开关频率fmin分别为：

(12)

(13)

3 高变比谐振变换器仿真分析

为验证本设计的合理性，本文搭建了基于PSIM的4.8 kW高变比谐振变换器仿真模型。输入电压Vin范围为740～900 V，输出电压Vout为25 V，谐振频率fr为250 kHz，其仿真参数如表1所示。

表1 仿真参数

仿真采用闭环输出设计，在输入电压Vin=740 V、输出功率Po=4.8 kW条件下，输出电压波形如图6所示，可以看到输出电压平均值为25 V，纹波电压小于5%，输出电压波形符合设计要求。

图6 输出电压Vout的波形

模态I(fs=fr)时的仿真波形如图7所示，其中通道1为开关管Q1、Q2的驱动电压Vg-Q1和Vg-Q2的波形；通道2为桥臂中点电压VA的波形；通道3为谐振电流ILr和励磁电流ILm的波形；通道4为副边输出电流IDR波形。为防止桥臂直通，死区时间设置为50 ns。可以看到仿真结果与理论分析一致，可实现原边ZVS，副边ZCS，谐振频率为250 kHz。

图7 fs=fr时其他通道的波形

模态II (fm

图8 fm

模态III(fs>fr)时，输出功率Po=4.8 kW条件下的主要输出波形如图9所示。从图中可看出两个开关管之间有一个死区电压，防止桥臂直通，流过励磁电感的电流与流过谐振电感的电流始终不相等，副边二极管无法实现ZCS,该闭环控制电路输出频率为270 kHz，与理论分析fs>fr时的工作状态下工作波形基本一致。

图9 fs>fr时各通道的波形

4 结束语

本文针对系留式无人机供电系统的高输入电压、高开关频率、高功率密度、高转换效率、大变比的设计需求，提出一种高变比谐振LLC变换器拓扑，并详细分析了电路的工作原理。进而，依据设计指标对电路参数进行理论推导。为验证理论分析的可行性，搭建了4.8 kW仿真模型，并给出了3种不同工作状态的波形，验证了理论分析的正确性。