一种用于直流微电网的新型高增益DC-DC升压变换器

2022-11-23刘小荻姚绍华

可再生能源 2022年11期

岳舟，刘小荻，姚绍华，周勇

（湖南人文科技学院能源与机电工程学院，湖南娄底 417000）

0 引言

直流微电网由多种分布式发电（Distributed Generation，DG）单元组成（如光伏阵列、燃料电池、超级电容和微型涡轮机等）。在直流微电网中，DC-DC变换器能够提高输出电压，提供公共电压[1]。

传统DC-DC变换器拓扑结构，如Boost，Sepic和Zeta结构简单，但效率较低，为了获得高增益，需要在高占空比下工作，这导致开关器件上的应力显著增加[2]。高增益非隔离变换器也可用于具有双向功率流的微电网应用中[3]，文献[4]提出了一种基于非隔离开关电容的新型升压变换器，该变换器采用两个电感和一个功率开关，但增益有限。文献[5]提出了一种新的适用于可再生能源应用的改进型升压变换器。文献[6]提出了一种新型具有连续输入电流的高增益Boost，Sepic变换器。文献[7]提出了一种具有单功率开关和开关电感的高增益DC-DC变换器的广义结构。在高电压应力下，采用二次升压技术提高了升压变换器的增益[8]，但其输出电压等于电压应力。因此，需要使用更高额定值的功率开关补偿其电压应力，从而产生过大的传输损耗[9]。

二次升压变换器可以在非极高占空比的情况下产生高电压。文献[10]中提出的传统二次升压变换器（Conventional Quadratic Boost Converter，CQBC）使用单个功率开关，其电压应力等于输出电压U0。文献[11]介绍了一种倍压电路，在二极管和开关电容的帮助下，输出端的电压可以显著提高。文献[12]介绍了一种具有正输出电压的新型DC-DC变换器。只使用开关电容和二极管提高增益。基于耦合电感的拓扑结构，也能够实现非常高的增益。通过调整耦合电感的匝数比可以获得所需增益，但这会导致更高的输入电流纹波。文献[13]提出的高增益变换器解决了与耦合电感拓扑相关的问题。文献[14]提出了一种新的带电压倍增单元（Voltage Multiplier Cell，VMC）的升压变换器。VMC可以与Boost，Sepic和CQBC等传统变换器结合，以提高增益。采用开关电容的VMC存在充电电流大的问题，导致额外的功率损耗。此外，当使用VMC时，元件的数量也会增加，导致变换器的成本增加以及可靠性降低。另一类变换器是交错升压变换器，这类变换器能在较小的占空比下产生高增益。交错变换器的输出端需要多个VMC来增加电压[15]～[17]。文献[18]提出了一种适用于太阳能光伏的三端口DC-DC变换器。文献[19]提出了一种基于可扩展开关电感的高增益变换器，该变换器具有连续的输入电流和降低开关间的应力，但使用了多个电感实现高增益。文献[20]提出了一种用于直流微电网的新型混合开关电容高增益变换器。文献[21]提出了一种用于太阳能光伏应用的改进型Sepic变换器。文献[22]阐述并讨论了一种带VMC的升压变换器。然而，该变换器使用了多个VMC也只能提供较低的电压增益。文献[23]提出了一种新的高增益变换器，它具有内置变压器和VMC。文献[24]提出了一种带开关电容和倍压器的非隔离高增益变换器。文献[25]提出了一种新的具有倍压器和单功率开关的QBC。文献[26]～[28]提出了其他一些高增益变换器，虽然这些变换器具有高增益，但无源元件的数量却很多。

本文提出一种高增益DC-DC升压变换器。阐述了该新型变换器的拓扑结构与工作原理，对其电路参数进行了设计，分析了功率开关的电压应力，并与其它变换器进行了比较。本文所提变换器只有4个无源元件，易于控制，具有二次增益，可以连续输入电流，降低了功率开关上的电压应力。最后，通过Matlab模型和试验样机，验证了理论分析的正确性。

1拓扑结构和工作原理

DC-DC变换器在直流微电网中的应用如图1所示。

图1 光伏在直流微电网中应用的系统框图Fig.1 The block diagram of photovoltaic application in DC microgrid

图1中的直流母线电压为400 V，而光伏的输出电压为12～48 V，所以需要高电压增益、高效率的DC-DC变换器连接光伏电源和直流母线，以达到所需电压。

本文所提变换器电路如图2所示。图中：Uin为直流输入电源；S1，S2为功率开关；L1，L2为电感器；C1，C2为电容器；D1，D2为二极管；R为负载电阻；U0为输出电压。

图2 电路拓扑结构Fig.2 Circuit topology

图中两个功率开关的控制信号相同。根据控制信号状态，功率开关有导通、断开两种工作模式。

模式1：当两个开关同时导通，二极管D1和D2反向偏置，其等效电路如图3所示。

图3 模式1等效电路Fig.3 The equivalent circuit of mode 1

在该工作模式下，两个电容放电并将其能量分别传输到电感和负载，而两个电感都存储能量，电感电流随后线性增加。

模式1的动态方程为

模式2：两个开关同时关断，两个二极管导通，其等效电路如图4所示。

图4 模式2等效电路Fig.4 The equivalent circuit of mode 2

该模式下，两个电容都会充电，而两个电感的能量会随着电流的减小而转移到负载上，其动态方程为

式中：D为占空比。

由式（10）可知，本文变换器电压增益为二次。

2 元件设计及开关应力

2.1 电感设计

2.2 电容设计

电容的选择取决于电容两端电压的最小允许纹波。电容储存的电荷为

2.3 开关电压应力

各部件之间的电压应力为

由式（23），（24）可以看出，通过开关S1和S2的应力小于U0。

连续导通模式下，相关波形如图5所示。

图5 CCM下的相关波形Fig.5 Related waveforms in CCM

3 对比分析

本文所提高增益升压变换器与其他类似变换器进行了比较，对比的主要内容如表1所示。

表1 与其他高增益DC-DC变换器的比较Table 1 Comparison among other high gain DC-DC converters

续表1

电压增益及电压应力的对比如图6所示。

图6 与其他类似高增益DC-DC变换器的比较Fig.6 Comparison with other similar high gain DC-DC boost converters

由图6（a）中可以看出，在D=0.65时，有10倍的增益。本文所提变换器除了具有更高的增益外，它只使用8个元件，因此导通状态的损耗和寄生电阻都很低。由图6（b）可以看出，变换器的两个功率开关具有不同的电压应力。与其他拓扑结构相比，功率开关S1的应力最低。功率开关S2上的应力小于U0，但高于S1。此外，S2的应力也小于文献[11]，[28]中提出的变换器。由于功率器件间的电压应力较低，本文所提变换器可以使用低功率器件。

4 仿真结果

采用Matlab软件建立仿真模型，所用的参数如表2所示。占空比D=0.4时的仿真结果如图7所示。

图7 D=0.4时的仿真波形Fig.7 Simulation waveform when duty cycle D=0.4

表2 电路参数设置Table 2 Set of circuit parameter

由图7（a）可以看出，输出电压U0为82 V，非常接近理论值。电容C1上的电压为39 V，约为输出电压U0的1/2。由图7（b）可以看出，变换器在连续导通模式下运行。功率开关S1上的电压应力为40 V，功率开关S2上的电压应力为68 V。两个功率开关的应力都小于U0，这是对其他传统拓扑的改进，从而减小了系统损耗，提高了效率。本文所提变换器具有连续的输入电流，平均输入电流Iin为2.5 A，输入电流有一个非常低的电压纹波，避免了对输入滤波器的需求。

占空比D=0.65时的仿真结果如图8所示。由图8可以看出，输出电压为222 V，电压增益约为10倍，接近理论的10倍增益。电容C1上的电压为63 V，与理论值几乎相同。

图8 D=0.65时的仿真波形Fig.8 Simulation waveform when duty cycle D=0.65

5 实验结果

本文研制一个1 W的样机，对变换器的工作进行了测试，实验装置如图9所示。

图9 实验装置Fig.9 Experimental device

D=0.4时，实验结果如图10所示。

图10 D=0.4时的实验结果Fig.10 Experimental results at D=0.4

由图10可以看出，输出电压U0=80 V，接近理论值。电容上的电压为40 V，是U0的1/2。变换器在连续导通模式下运行。开关S1上的电压应力为40 V，开关S2上的电压应力为65 V。两种开关的应力都小于U0，这是对其他传统拓扑结构的改进，从而提高了效率。输入电流Iin和输出电流I0分别为1.5，0.4 A。

占空比D=0.65时，实验结果如图11所示。由图11可以看出，输入电压24 V时的输出电压约为220 V，这也验证了理论计算的10倍增益。电容C1上的电压为63 V，与理论值几乎相同。对比图10，11可以看出，实验结果与仿真结果基本一致，进一步验证了理论的正确性。