分配路数和分配比均可重构功分器设计

张红升，易胜宏，雷 鹏，孟 金，杨 虹，叶青松

(1.重庆邮电大学 光电工程学院，重庆 400065；2.华中科技大学 光学与电子信息学院，武汉 430074；3.深圳技术大学 大数据与互联网学院，广东 深圳 518118)

0 引 言

在相控阵雷达天线阵列、功率放大器的射频前端以及多端口网络电路，多路功分器是关键核心组件[1-2]。目前，很多研究人员提出的多路功分器类型，有级联形式[3-5]、PIN结二极管形式和输出端口不等分形式[6-10]。但是大量的功分器级联形式的引入会导致整个前馈网络产生较高的插入损耗、电路结构太大等问题，所能应用范围受限。而基于PIN结二级管形式和多路输出不平衡形式的功分器，其结构复杂、只能满足离散可重构和固定输出功率分配比等单一问题，且传统可重构功分器可调范围低，实用性低。而一体化可重构功分器可同时实现功率分配路数和分配比功能，用单个器件取代多个器件，不仅降低生产成本，还将性能和集成度进一步提升，缩小了通信系统的设备尺寸。

目前，可重构功分器的研究方向主要是集中在功率分配比和分配路数可重构。功率分配比可重构功分器的大多数是离散可重构，其结构复杂，而且分配比例离散，应用范围受限。同时由于传统微带线功分器都是单一的调节分配路数和分配比的功分器，没有做成多功能的一体化功分器。为了实现多功能，将多个单功能的功分器级联，因此造成了制作成本过高。

为此，针对这一问题，本文设计了一款分配路数和功率分配比连续可调的功分器。通过将2个基于π型变换网络的新型反射型移相器级联，由于π型变换网络的变容二极管的电容随着电压的变化而变化，继而影响反射系数的变换。因此，可以实现功率分配器分配路数以及功率分配比可调的功能，同时，该功分器可以实现功率分配比等功率输出和可调输出。传统的功分器都是单一的调节分配路数和分配比的功分器，而所设计功分器，在实现2种功能的情况下，一定程度上减小了天线阵列馈电系统的尺寸和器件损耗。

1 可重构功分器设计原理

1.1 可调反射型移相器的原理

可调反射型移相器原理图如图1所示。该可调反射型移相器由3 dB分支线耦合器、变换网络和反射网络3部分构成,其中，反射网络(微带线开路结构)主要为了实现信号的全反射(即|Γ|=1)。其中，Z0=50 Ω，θ0=90°，则3 dB分支线耦合器的S参数和2条级联传输线的传输特性为

(1)

V(x)=V(e-jβx+Γejβx)

(2)

图1 可调反射移相器原理图Fig.1 Adjustable reflection phase shifter schematic

现假设将幅值为π的单位激励波从P1端口输入，则按照(1)式可算出在其余端口的激励响应为

V1=0

(3)

(4)

(5)

V4=0

(6)

此时，变换网络具有移相性质，假如移相量为θT，设变换网络的反射系数分别ΓT1和ΓT2，因为ΓT1=ΓT2，则图1中a点和b点的电压分别为

(7)

(8)

因此，可调反射器的端口处的输入激励波，可以表示为

(9)

je-j2θTV

(10)

从(9)—(10)式可以看出，该可调反射移相器的移相量为2θT，且端口P1的激励信号全部传输到了端口P4。因此，可以通过级联的方式构成分配路数可重构功分器。

1.2 可重构功分器设计原理

可调移相器的功分器原理图如图2所示，它是由3 dB分支线耦合器和π型变换网络(虚线框)组成。其中，π型变换网络，它由一条短传输线和2个并联的电容组成。据奇偶模相关理论，可得

(11)

(12)

(11)—(12)式中：f为频率；c为变容二极管电容值；Yc为可变电容的导纳，Zπ和θπ分别是π型等效传输线的阻抗和电长度；θT为普通传输线电长度。

图2 基于可调移相器的功分器原理图Fig.2 Schematic of the power divider based on an adjustable phase shifter

所以，该条件下，反射系数为

(13)

由于Yc=2πfc，可以发现，在固定的工作频率和微带线条件下，可调反射器的反射系数仅与可变电容有关，所以可调反射器的反射系数同样可以从0→1。为了验证π型变换网络的反射系数参数变化，选取中心频率为2.6 GHz，然后，对可变电容进行S参数扫描如图3所示。从图3看出，当可变电容从0.3 pF逐渐增至5 pF时，基于π型变换网络反射移相器的反射系数为-31.1～0.08 dB(即反射系数从0→1)。即可以通过变容二极管的容值进而改变可重构功分器的各个端口的输出，其中，反射系数0代表无反射，输出端口信号功率能量可以全部输出；而反射系数1代表全反射，输出端口无功率能量输出，进而可以通过不同的反射系数影响各个输出端口的功率能量。

图3 π型变换网络随电容的变化曲线Fig.3 Variation curve of π type conversion network with capacitance

根据π型移相器的设计原理，定义偏置电压为V1，V2，V3的可调反射器(即π型等效传输线)的电压反射系数分别为Γπ1，Γπ2，Γπ3。令Γπ3=0时，端口P1输入单位激励波V时，通过(2)式和可调移相器的特性分析可以得出每个端口的S参数，关系满足如下

(14)

S21=-Γπ1Γπ2

(15)

(16)

(17)

(18)

(19)

由(14)—(19)式得出结论，证明了可以通过改变2个反射系数就可以实现该功分器5个输出端的输出功率分配比可调，且每一路的功分器的功率输入又与2个反射系数相关。

2 分配路数和分配比可重构功分器设计

2.1 可重构功分器版图设计

根据上述基于π型变换网络的可调反射器的S参数分析，可调反射器型功分器的分配路数和功率分配比都随π型变换网络的Γπ改变，因此，依据反射型移相器设计思想，设计了一款分配路数和功率分配比可重构功分器，完成后的版图结构图及实物图如图4所示。

图4 基于可调移相器的可重构功分器版图及实物图Fig.4 Reconfigurable power divider based on adjustable phase shifter

图4中，反射型可调移相器的变换网络π型移相器的变容二极管为SMV1245，版图结构均采用Rogers RT/duroid5870，厚度为0.787 mm的基底作为介质基板。则该可重构功分器的结构参数为w1=2.23 mm，w2=3.71 mm，w3=0.34 mm；L1=5 mm，L2=20.7 mm，L3=6 mm，L4=5 mm。其中，反射型可调移相器采用变容二极管SMV1245(CJ0=6.9 pF，VJ=3.5 V，M=1.7，RS=2 Ω，LS=0.7 nH)来实现，为了进一步验证该可重构功分器的效果，理想变容二极管采用实际的等效模型见图4a，实际变容二极管电路电容和电压的关系，可以表示为

Ci=CJ0/(1+Vi/VJ)M

(20)

因此，结合(20)式可以看出，Ci将随Vi而改变，进而可以改变该可重构功分器的相位差和功率分配比。

2.2 功分器仿真与测试分析

利用ADS软件，对可重构功分器版图与实物分别进行仿真分析，同时，利用矢量网络分析仪测量该功分器的各项性能参数对比。其中，工作频率选取2.6 GHz，变容二极管外加偏置电压V1、V2和V3选取0～12 V。1路可重构功分器的S参数如图5所示。仿真与测试结果可知，当V2=V1=0 V(即Γπ2=Γπ1=1全反射)时，外加偏置电压V3为0～12 V；当V3>7.2 V时，该可重构功分器可看作是1路功分器。且工作频率为2.6 GHz时，实现了端口P2的输出，其他端口不能输出，且插入损耗S21实测结果低于-4.1 dB，插入损耗较小，实测结果与仿真结果基本吻合。

图5 1路可重构功分器的S参数Fig.5 S-parameters of one-way reconfigurable power divider

图6为所设计功分器实现了3路可重构，当V1=0 V,V3=12 V(即Γπ1=1全反射)时，外加偏置电压V2在0～12 V进行扫描仿真。可以得出，该情况下端口P1输入时，功分器仅P2端口、P5端口P6端口有功率输出，其余端口的输出功率皆低于-20 dB，无功率输出。且P5，P6端口功率输出相等。在2.6 GHz工作频率下带宽满足设计所需要的带宽。

图7为实现5路分配路数和分配比可重构功分器的S参数仿真与实测结果。对于5路可重构功分器的实现，令V3=7.2 V,V2=3.6 V时，外加偏置电压V1为0～12 V，即可以实现功分器5路可调。当电压V1=2.6 V时，实现了5路输出功率相等，同时实现了功分器5等分输出。

图6 3路可重构功分器的S参数Fig.6 S-parameters of the three-way reconfigurable power divider

图8为该功分器在实现5路可重构功分器时，输出端口P3和端口P4、输出端口P5和端口P4的隔离度随频率的变化，可以看出，在工作频率2.6 GHz时，输出端口隔离度均低于-40 dB，且实测结果与仿真结果基本吻合，满足功分器设计的需要。

图9为5路可重构功分器的输出端口相位随频率的变化，可以看出，当在中心频率工作时，输出端口P3和输出端口P4的相位差为-25°、输出端口P5和输出端口P6的相位差为50°，进而实现了不同端口的相位差可调。

图10为该功分器的不同输出端口功率分配比随电压的变化，通过改变偏置电压V1实现输出P6端口与P3端口的功率分配比在17.1～-33.1 dB可调；输出P3端口与P2端口的功率分配比在-16.7～33.3 dB可调，同时输出P6端口与P5端口实现了1∶1等功率输入，回波损耗S11均低于-30 dB，满足实际器件的需要。由于实际变容二极管模型与理想二极管模型略有差异性，同时也存在焊接变容二极管和SMA头时，受焊接不稳定、实测误差等因素影响，因此整体器件设计仿真结果和实测结果略有一点不同，但总体实测结果基本与版图设计仿真吻合。与相关文献[6-10]进行比较，如表1所示。该设计表明分配路数和分配比均可重构的功率分配器有更多的路数和更多的分配比范围可调，且使用了更少的集成元件，可以有效降低损耗。

图8 5路时功分器隔离度随频率的变化Fig.8 Variation of five-way power divider’s isolation with frequency

图9 5路时功分器相位随频率的变化Fig.9 Variation of five-way power divider’s phase with frequency

图10 功分器功率分配比随电压的变化Fig.10 Variation of power distribution ratio with voltage

表1 本文与相关参考文献的功分器的性能参数对比Tab.1 Comparison of proposed PD with those of reference

3 结 论

基于π型变换网络的可调反射器的传输特性和变容二极管的特性实现了可调功能，设计了一款分配路数和分配比可重构的功分器。通过版图仿真得到，可重构功分器可以实现1～5路分配路数可调路数和分配比可重构的功分器。通过版图仿真得到，可重构功分器可以实现1～5路分配路数可调，且每一路的分配比可以实现大范围内可调和等功率输出的需求，该多功能可重构功分器可以应用于更广泛、智能化和集成化要求高的射频系统。