基于SWISS整流器的新型LC陷波器阻尼控制策略

李湖胜，付 鑫，龙 欢，许杰锋，欧先锋，欧沛钦

(湖南理工学院 信息科学与工程学院，湖南 岳阳 414006)

SWISS整流器作为新能源电动汽车充电设备的关键元件，是一种三相降压型整流器，具有功率因数校正PFC(Power Factor Correction)、开关损耗小、输出电压范围广等优良性能[1-2]。它的输入侧常常用LC、LCL和LCLL等类型滤波器，其中LC滤波器用来抑制输入电流畸变、提高功率因数，最为简单实用，但其工作频率处于谐振频率附近时，整个系统会出现谐振尖峰，从而导致系统振荡。由于LC滤波器在谐振频率附近的阻尼系数非常小，就会出现谐振峰现象，为提高滤波器和系统的稳定性，必须增加LC滤波器的阻尼因数，其主要方法是无源阻尼和有源阻尼2种[3-4]。

LC滤波器无源阻尼法就是在电容或电感两端并联或串联功率电阻，进而增加阻尼系数，但其会消耗有功功率，带来损耗[5]。LC滤波器有源阻尼控制方法众多，主要是改变系统控制结构，抑或增加相应的反馈机制，达到与无源阻尼法相同的目的，即增加谐振频率附近的阻尼系数，且不影响其他频段的正常工作，不带来额外能耗。

郭希铮等[6]提出Lead-Lag方法，可以有效增大阻尼系数，但需准确测量电网的等效阻抗，控制策略较为复杂；张学广等[7]用电压传感器加大LCL滤波器的阻尼系数，方法稳定可靠，但会增加系统成本；尹靖元等[8]对滤波器谐波分量进行检测和反馈控制，有效地解决谐振问题，但其算法复杂，计算量大。文献[9]提出了预测控制，亦可增大阻尼系数，有效抑制谐振峰。

本文通过分析SWISS整流器的工作原理，推导LC滤波器和二阶陷波器的传递函数以及其对应的Bode图，提出了LC陷波器阻尼控制策略，并在PLECS软件环境下搭建仿真模型，检验该控制策略的有效性和可靠性。

1 SWISS整流器的工作原理

SWISS整流器的拓扑如图1所示。该拓扑结构结合降压DC-DC转换器和有源三次谐波注入电路。最大正值和负值相位电压通过二极管电桥并形成输出通过开关T+和T-调节电压。中间值相电压在每/3扇区内通过三次谐波电流注入电路的Syi进行传导控制(其中i=1，2，3)。因此，每相的导通角可以从4/3增加到2，单位功率因数可以从理论上实现。作为不可控整流桥和谐波电流注入电路是低频开关，只有T+和T-(MOSFET或IGBT)采取高频动作，这种拓扑结构可以达到相对较高的效率。

图1 SWISS整流器拓扑结构图

为方便分析，可假设：

1)调制参数M=2vpn/3UN，其中0

3)网侧输入电压三相对称：

(1)

2 LC陷波器阻尼控制策略

2.1 输入LC滤波器的工作原理

据SWISS整流器工作原理，在网侧加LC滤波器可有效抑制输入电流高次谐波，在三相对称电源输入下，将其交流侧等效为一相电路，如图2所示。

图2 SWISS整流器交流侧一相等效电路

据文献[10]，且针对本文5 kW的SWISS整流器充电系统而言，可方便计算和调试出本系统LC滤波器的输入电感Lf和滤波电容Cf分别为245 μH，6.8 μF。

在图2中，根据电路基本理论易得：

(2)

由式(2)得LC滤波器的输入电流传递函数：

is(s)=HU(s)us(s)+HI(s)ii(s)。

(3)

对比分析式(2)(3)，可得HU(s)和HI(s)分别为：

(4)

(5)

对式(4)和(5)进一步分析，可知，HU(s)和HI(s)分母相同，传递函数HU(s)与输出电流无关，类似地，传递函数HI(s)与输入电压无关，因此，滤波器的固有频率ωn、阻尼系数ζ分别为：

(6)

(7)

将滤波器的输入电感Lf=245 μH和滤波电容Cf=6.8 μF代入式(6)和(7)，求得滤波器谐振频率为3 903 Hz，阻尼系数ζ为0.003，并在Matlab软件中绘制Bode图，如图3所示：

图3 LC滤波器无阻尼情况下HI(s)的Bode图

从图3可看出，在滤波器工作频率为3 903 Hz时，系统产生谐振峰，且相位正负跳变。其根本原因是此时阻尼系数太小，使输入电流产生大量谐波，波形发生较大畸变，进而导致整个系统工作不稳定。

2.2 LC陷波器阻尼控制策略

由2.1分析可知，LC滤波器若不加任何干预措施，即无阻尼工作模式，就会在谐振频率附近产生谐振峰。为了系统工作稳定可靠，就必须增加滤波器在谐振频率附近的阻尼系数，进而抑制谐振峰。通过额外加功率电阻的无源阻尼法可以较大增加阻尼系数达到控制目的，但其会消耗有功功率，带来热损耗。基于SWISS整流器的LC陷波器阻尼控制策略属于有源阻尼法中的虚拟阻尼控制，能有效增加谐振频率附处的阻尼系数，不影响其他频段的工作，能获得与无源阻尼控制同样的滤波效果，减小总谐波畸变率(Total Harmonic Distortion, THD)，更重要的是不带来额外热能损耗。

陷波器本质上是带阻滤波器，其作用是消除某个或某几个有害工作频率，常用来抑制LC、LCL等滤波器谐振峰，其频谱如图4所示。

图4 带阻滤波器频谱

为消除某个频率带来的负面作用，只需将此频率处的幅值设置为0，其他频率点处的幅值为1，而不影响整个滤波器工作。文献[11]提出对于典型的二阶陷波器，其传递函数为：

(8)

式中：A0=1；特征角频率ωn=2fn表示期望抑制或衰减的某个不良影响的频率；Q为品质因数。

对于本系统而言，以与电感串联电阻LC无源阻尼滤波器为例，可将传递函数N(s)改写为式(9)，且将其传递函数N(s)的Bode图绘制如图5所示。

(9)

式中：R1为无源阻尼LC滤波器中与电感串联的功率电阻。进一步对比式(8)和式(9)，容易求得二阶陷波器的特征频率fn为：

(10)

图5 二阶陷波器N(s)的Bode图

由图5可知，二阶陷波器在特征频率下的幅值衰减很大，调整R1可将陷波器的幅值设置为-140 dB，而在其他频率段，幅值衰减很小，接近于0。

为更直观地看出陷波器对谐振峰抑制效果，将图3、图5以及串接陷波器后滤波充电系统的Bode图放在同一个坐标系下，如图6所示。

图6 LC滤波器带二阶陷波器N(s)的Bode图

从图6中，可知二阶陷波器的特征频率与无阻尼LC滤波器的谐振频率重合，都为3 903 Hz。图6中红线表示串接陷波器后的Bode图，绿线为无阻尼LC滤波器的Bode图，除谐振频率外其他频段几乎完全重合，做到了精准削峰。

3 建模与仿真分析

3.1 基于PLECS软件的系统建模

本文研究对象为SWISS整流器，即电动汽车快速充电机，额定功率为5 kW。用仿真软件PLECS进行仿真模型搭建，负载为纯阻性，仿真详细参数如表1所示。

表1 SWISS整流器的仿真参数

为验证本文方法的有效性和可靠性，用表1中的仿真参数，快速充电机SWISS整流器的总体仿真模型框架如图7所示。

图7 SWISS整流器在PLECS中总体仿真框架

3.2 稳态仿真结果分析

在三相对称电源输入情况下，电压波形vi(i可取a、b、c三相)如图8所示。

图8 SWISS整流器三相输入电压

为方便分析，先只取图8中绿线表示的a相电压。

通过调整LC滤波的电阻结构，无阻尼控制策略下的输入a相电流ia波形，如图9所示。

图9 无阻尼LC滤波器的a相电流波形

从图9可看出，电流畸变严重。对a相输入电流进行傅里叶FFT分析如图10所示。

图10 无阻尼控制下a相电流傅里叶分析

从图10可知，谐波主要集中在LC滤波器的3 903 Hz附近，即滤波器的谐振频率附近，与前面理论计算一致，同时，a相输入电流的THD为14.21%。

在相同的工况下，加上二阶陷波器的LC滤波器阻尼控制策略下的a相输入电流ia1波形如图11所示。

图11 陷波器阻尼控制下LC滤波器的a相电流波形

图11与图9相比较，前者的a相输入电流的尖峰和抖动大幅减小。

为了更加准确地评估畸变率，对图11中的ia1进行FFT分析，如图12所示。

图12 陷波器阻尼控制下a相电流傅里叶分析

同样地，图12与图10进行对比，前者的THD为2.85%，有较大程度的降低。表明本文方法在稳定工况下能较好地抑制输入电流畸变。

3.3 动态仿真结果分析

当直流母线参考电压从350 V阶跃至450 V，以及负载阶跃减半时，实际的母线电压和电流如图13所示。

图13 动态下输出直流母线电压、电流

从图13容易看出，SWISS整流充电系统均未出现大幅抖动，表现出良好的动态性能，符合电动汽车恒流充电和恒压充电的相关技术标准。

同样地，当直流母线参考电压从350 V至450 V阶跃突变，以及负载阶跃突变时，SWISS整流系统的网侧输入电流如图14所示。

从图14可知，当参考电压阶跃变化和负载阶跃变化时，SWISS整流器输入电流均未出现明显尖峰电流，且其THD不到5%，符合国标要求。

图14 动态下网侧输入电流波形

4 结语

针对SWISS整流器LC滤波器导致输入电流畸变严重的谐振峰问题，本文提出了LC滤波的陷波器阻尼控制策略，与无阻尼和无源阻尼控制方法对比分析并进行了仿真实验验证。

对比分析LC滤波器无阻尼和陷波器阻尼控制的基本原理，推导其传递函数并绘制Bode图，可知本文方法能有效抑制谐振峰且不耗能。仿真实验进一步验证，该方法稳态和动态性能表象良好，均能满足相关技术标准。