基于综合调制方法的高频电源设计

2022-09-07孙传杰田凯杨敬然楚子林马洁

电气传动 2022年17期

孙传杰，田凯，杨敬然，楚子林，马洁

（天津电气科学研究院有限公司，天津 300180）

随着特种设备的种类越来越多，针对特种设备的测试电源的设计得到广泛关注。对于大功率变频电源来说，采用多电平变换电路具有很大的优势，主要表现在改善输出谐波含量、提高输出精度以及减小功率元器件耐压等级等，其中H桥级联电路因具有模块化设计和可靠性高等优势得到广泛应用[1-2]。

对于H桥级联多电平电路来说，文献[3-4]对常规SPWM技术、双极性SPWM技术以及载波移相（carrier phase-shifted，CPS）调制技术进行了分析和比较，阐述了双极性调制以及载波移相调制技术具有输出等效开关频率高、输出谐波低以及优良的传输带宽性能等优势。文献[5]提出的一种新型载波移幅的SPWM调制方法虽然具有一定优势，但结构和控制方法均较为复杂，文献[6]提出优化的载波移相调制方法，利用实时改变载波移相角的方式进一步提高了输出特性，对控制系统要求较高。文献[7]分析了载波移相调制的原理，并在七电平中进行应用。在直流母线电压平衡方面，文献[8-10]利用数学模型对载波移相调制和直流母线电压波动的关系进行分析和定量控制，实现了H桥模块的功率平衡。文献[11]提出改变零序分量的方法实现功率平衡控制，文献[12]提出一种电压外环采用滑模控制，电流内环采用PI控制的复杂的双闭环控制策略，并进行了仿真研究。

鉴于本文所述电源的特殊性，改善同步调制和异步调制的各自性能缺点，提出了分段变载波频率的方法，结合载波移相倍频调制技术，使该电源具有良好的输出特性。为进一步提高系统稳定性，并兼顾节约控制器资源，提出了一种改变不同H桥模块调制电压的方法用于改善直流母线电压不平衡问题，各H桥模块间直流母线电压的不平衡，不仅影响输出波形质量，严重的还会使直流母线电压过高或过低而产生系统故障，影响电源运行的稳定性。经过现场实际应用，证实了本文设计的有效性。

1 综合调制方法

H桥级联电路由N个H桥串联而成（N≥2），本文选用2个H桥组成级联电路，其主回路原理如图1所示。

图1 电路原理图Fig.1 The schematic of the circuit

1.1 双极性调制

每个H桥输出为三电平，其PWM可采用单极性或双极性调制方法。单极性调制时半个基波周期内为两电平输出，优点是开关次数少、开关器件损耗低，但输出谐波大、波形脉动大、动态响应慢；双极性调制时每个PWM周期均为三电平输出，优点是开关频率相对单极性调制倍频，输出谐波小、波形脉动小、动态响应快。这两种调制方法适于不同应用场合。本文采用双极性PWM方法，满足高频电源对输出高频和高动态响应要求。双极性调制原理为：用两个相位相反、幅值相同的正弦波作为调制波，与三角载波进行比较，分别得到两个SPWM波相减，即得到单个H桥的输出PWM电压波形，最终H桥的输出电压PWM频率为三角载波频率的2倍，其调制原理如图2所示，其中Uc为三角载波，Ur为调制波，-Ur为调制波取反，Uo为单个H桥的输出电压。

图2 双极性调制原理图Fig.2 Schematic of bipolar PWM modulation

1.2 载波移相调制

本文所述级联电路采用载波移相调制法，H桥级联电路中的N个H桥采用相同的调制波，每个H桥的三角载波依次相差Tc/(2N)（Tc为三角载波的周期），以本文所述主回路为例，正半周期调制原理如图3所示。

图3 载波移相调制原理图Fig.3 Schematic of CPS-SPWM

图3中，Uc1，Uc2分别为第一、第二组H桥的三角载波；Ur为调制波；-Ur为调制波取反；Uo1，Uo2分别为第一、第二组H桥的输出电压；Uload为级联电路的输出电压；Udc为直流母线电压。

每个H桥模块经过双极性调制后的输出电压进行相加，即得到级联电路最终的输出PWM电压波形，级联电路的输出电压PWM频率是单个H桥输出PWM电压频率的2倍，是三角载波频率的4倍，从而可以在较低的开关频率下使输出电压PWM获得更高的频率，提高系统高频输出精度。

根据以上分析，当单个H桥采用双极性调制，H桥之间使用载波移相调制的条件下，可以获得级联电路输出电压PWM频率与三角载波之间的关系：

式中：FPWM为级联电路输出电压PWM频率；N为级联电路所含H桥的模块个数；FΔ为三角载波频率。

1.3 分段变载波频率调制

以载波频率FΔ为基准载波频率，1分频即指异步调制采用载波频率为FΔ，2分频即指异步调制采用载波频率为FΔ/2，4分频即指异步调制采用载波频率为FΔ/4，依次类推，形成分段变载波频率调制，载波频率与输出电压频率的关系如图4所示。

图4 变载波频率PWM调制原理图Fig.4 Schematic of variable carrier frequency PWM modulation

系统输出低频时，选择较低的载波频率，可避免高载波频率造成的死区影响，提高输出精度；系统输出高频时，选择高载波频率，可有效降低输出电压波形的纹波，从而使全频段的调制比均处在一个较为合理的范围。

2 直流电压平衡

由于元器件的差异和调制策略均会对级联电路中各H桥模块的直流电压产生影响，为避免直流母线电压偏移，由两组H桥的直流母线电压Udc1与Udc2作差，该误差经PI调节器产生输出补偿电流的模值Ui，Ui与给定输出电压模值Um相加、相减，则分别产生两组H桥的给定电压模值，从而改变两组H桥模块的调制比，控制框图如图5所示。

图5 直流电压平衡控制框图Fig.5 Block diagram of DC voltage balance

经直流电压平衡控制后的两组H桥的给定电压变化如图6所示，当第一组H桥直流电压增高时，通过改变调制电压、提高调制比，增大该组H桥的有功输出；反之亦然。

图6 调制电压调制原理图Fig.6 Schematic of modulating voltage regulation

3 设计与实验

该电源首次应用于某直线电机相关的电气设备检验当中，作为直线发电机的模拟电源，输出频率的变化对应其加减速过程，其要求高响应速度、高精度要求，且最高输出频率为2 kHz。

为满足相关技术指标，本文选用基准三角载波频率为20 kHz，采用综合调制的手段，级联电路可输出电压的PWM频率最高达80 kHz。

3.1 基准频率的选定

以给定输出电压基波频率2 kHz标定为100%，实际需求的最低启动频率为2.5%，当给定频率在2.5%～20%的区间，选择4分频，载波频率为5 kHz，调制比在12.5以上，电源输出PWM频率为20 kHz；当给定频率在20%～50%的区间，选择2分频，载波频率为10 kHz，调制比在10～25之间变化，电源输出PWM频率为40 kHz；给定频率在50%～100%之间，选择1分频，载波频率为20 kHz，调制比在10～20之间变化，电源输出PWM频率为80 kHz；控制系统根据装置输出频率的具体指令，在线自动分频，实现分段变载波频率的异步调制功能，调制波频率FPWM、调制比N以及载波频率FΔ三者的关系图如图7所示。