基于GaN HEMT F类功率放大电路设计

刘多伟，程飞，黄卡玛

（四川大学电子信息学院，四川成都，610065）

0 引言

无线技术已经发展到5G阶段并且对6G的研究也在不断进行，这对射频前端器件的性能有了越来越高的要求。功率放大器是所有无线系统中不可或缺的子系统，其性能对整个系统有着重要影响。

在大功率半导体技术中，GaN HEMT宽禁带半导体器件具有多种优势，包括高击穿电压，优良的热导率和耐高温性能，同时具有能量转换效率高、工作截止频率高、寿命长、可靠性好的特点，适合设计大功率放大器。而且具有较高的输入、输出阻抗，易于对其进行匹配电路的设计。

随着越来越多的工业界和学术界研究人员聚焦在高效率功率放大器的研究上，不断有性能优良，结构新颖的高效放大器问世。文献设计了一款工作频率为3.1GHz的单频点功放，使用多级微带低通网络作为PA的输出匹配电路，实现了对四阶谐波的控制，功率附加效率（PAE）为82%，输出功率为10W。在文献中，实现了一种高效率逆F类功放。其利用输入二次谐波效应来提高效率，经过数值分析和模型仿真，实现了谐波控制，在3.5GHz，Psat为39.9dBm，PAE达到76.7%。文献提出了一种高效集成滤波器的F类功率放大器。采用高Q介质谐振器(DR)滤波器作为PA的输出匹配网络，实现了良好的频率选择性。在工作频率内最大PAE为70.7%，最大输出功率大于10W。文献分析并验证了降低谐波控制网络中四分之一波长短路传输线的特征阻抗，可使二次谐波阻抗随频率变化放缓，有利于拓宽PA的工作频率。在中心频率为2.6GHz时具有良好的漏极效率（DE）74.37%、输出功率为40.82dBm，同时，在2.45～2.7GHz之间保持60%以上的效率，工作带宽比传统的F类PA宽。

本文用25W的GaN器件设计了一款F类高效功率放大器。基于该器件模型，通过负载牵引仿真系统，得出最佳负载阻抗，设计并优化输出匹配电路。在工作频率为2.45GHz时，该放大器的饱和PAE为73.1%，饱和输出功率超过44.17dBm，功率增益为14.1dB。

1 电路设计理论分析

■1.1 最优阻抗区域分析

本功放设计采用Cree公司生产的CGH40025F(GaN HEMT)大信号模型进行仿真，此模型包含封装寄生参数。首先，设置GaN晶体管的静态偏置，漏源电压Vds=28V，栅源电压Vgs=-2.7V，静态漏极电流Ids=150mA。在负载牵引仿真中输入端驱动功率设为28dBm。

在F类功放设计中，在电流源面要求偶次谐波短路，奇次谐波开路。所以在负载牵引仿真系统中需要对谐波阻抗进行相应的调整，使输出功率和效率最高。如图1，可以清楚看到，在Smith圆图上，最佳功率阻抗点与最佳效率阻抗点往往不能重合，所以在选择基波阻抗时要权衡功率与效率阻抗点。考虑到设计目标要求，图中给出的功率圆为大于44dBm的阻抗区域，效率圆为大于70%的阻抗区域。

图1 等功率圆（Pout＞44dBm）和等效率圆（PAE＞70%）

■1.2 输出匹配网络设计

根据仿真结果，应选择功率圆与效率圆相交的阻抗区域为匹配目标，可同时满足较高输出功率和效率。但输出阻抗在史密斯圆图上靠近短路边缘，给匹配电路的设计带来挑战。

理想F类功放电流源面只存在奇次谐波电压和偶次谐波电流，为相互不叠加的方波电压和半余弦电流，如图2所示。因此理论漏极效率可达100%。

图2 理想电压电流波形

漏极电压和漏极电流的计算公式可如下表示：

在实际电路设计中，漏极电压波形不可能为标准的方波，而大于三次谐波的功率分量对输出功率和效率影响不大，所以在设计谐波控制电路时只考虑二次谐波阻抗和三次谐波阻抗。考虑到晶体管的封装寄生参数，输出匹配网络结构如图3所示。

图3 输出匹配电路结构

其中，TL2是λ/4微带线，一方面作为直流偏置；另一方面，在A点对基波开路，且对二次谐波短路。TL3约为λ/8的开路枝节，在A点与TL2同时对二次谐波短路，考虑到寄生参数的影响，添加串联TL1微带线，对二次谐波阻抗进行调节，使在电流面对二次谐波短路。TL5、TL6为λ/12的开路枝节，所以在B点为三次谐波短路点，再经过TL1和TL4传输线以实现在电流面对三次谐波开路。TL7、TL8、TL9组成T型节与谐波控制网络结合一起对基波阻抗进行匹配。

■1.3 输入匹配网络设计

输出匹配电路给出后，其基波阻抗和谐波阻抗也就确定了。所以，最好将该各阻抗值代回到源牵引仿真系统中，得到最佳输入阻抗。在功率放大电路设计中，是不允许在输出匹配网络加入电阻元件来提高稳定性的。一般在输入匹配网络引入RC并联网络解决电路的带内稳定性的同时保证较高增益，栅极偏置电阻保证低频的稳定性。PA电路完整的原理图如图4所示。图5给出电路的小信号S参数仿真。图6为晶体管电流源面的电压和电流时域仿真波形。

图4 功放电路原理图

图5 小信号S参数仿真

图6 电流源面电压和电流的仿真波形

■1.4 时序保护电路设计

该型号功放芯片工作时应先导通栅极负压，再打开漏极电压。选用型号LTC1261CS8-4.5作为负压稳压芯片，该芯片工作电压为5V，可提供-4.5V电压。然后经过电阻分压到-2.7V，再连接由运放芯片搭建的电压跟随器，为功放提供稳定的栅极负压。当负压稳压芯片输出电压在设定电压（-4.5V）的5%范围内时，芯片REG引脚才会被拉低，可用作电路的保护时序，来控制连接漏极的P沟道场效应管NTF2955的开关。而功放漏极电压为28V，所以需要28V转5V的DC-DC转换电路，本文选用TI公司生产的TPS54331实现电压转换。图7给出具体电路原理图。

图7 时序保护电路原理图

2 整体电路的实现与仿真结果

图8为负压源实物图，为减小面积，电路设计为双面板，(a)为正面，(b)为背面。以上所设计的PA谐波平衡联合仿真电路如图9所示。该PA的电路基板参数设为：r=3.66，基板厚度为0.508mm，金属厚度为0.018mm。图10为仿真中功率附加效率、漏极效率和增益随输出功率的变化关系。从图中可以看出，P1dB压缩点的输出功率约为43.37dBm，增益约为17.3dB，PAE约为67.1%。饱和输出功率约为44.17dBm，增益约为14.1dB，PAE约为73.1%，DE约为76%。

图8 时序保护电路图

图9 功放的EM仿真原理图

图10 仿真的PAE、DE和Gain随输出功率的变化关系

图11为示波器测试的栅极和漏极偏置电压波形。可以看出，栅极负压稳定输出-2.7V后，漏极输出正电压，并且缓慢上升后稳定于28V。

图11 栅极和漏极偏置电压波形

3 结论

本文实现了一种单频F类高效功率放大器的设计。由谐波控制电路和T型节构成功放电路的输出匹配网络，通过仿真软件对其进行优化和微调，使晶体管基波和谐波阻抗得到了良好的匹配。并设计了负压源，保护了功放电路的正常工作。在2.45GHz时，功放的饱和输出功率为44.17dBm，PAE约为73.1%，DE约为76%，增益约为14.1dB。