基于温升效应影响的直流变换器性能仿真

周 克，王 霄，邓 豪

(1. 茅台学院酿酒工程自动化系，贵州 遵义 564507；2. 贵州大学电气工程学院，贵州 贵阳 550025)

1 引言

电动汽车行业是我国国家新能源战略的一个重点方向，该行业的发展可以有效减少传统汽车的碳排放量，减少石化能源对大气的污染。作为电动汽车的动力来源，充电设施承担着将普通市电转变为电池储能的重要角色。根据充电设施的分类，主要有交流充电设施和直流充电设施。其中直流充电设施由于功率不大，占地面积较小，对外部的电源点要求较低，而得到大规模的使用。对于直流充电设施，通常希望其能够以恒压恒流的模式进行工作，整个充电过程贴近原有电池特性，这就要求直流充电设施在制造时，对元器件的选择以及电路的设计提出了较高的要求。

常用直流充电装置主要由滤波电路、整流电路、斩波电路、稳压电路等部分构成，其中斩波电路承担了直流电源变换的主要任务，是直流充电设施中设计的关键。直流电源的变换主要分为升压变换和降压变换，分别对应将某一参考电压升压至某一需要的电压点或降低到某一需要的电压点。直流变换的原理主要通过对电力电子器件的通断控制，将直流电压断续地加到负载上，通过改变占空比改变输出电压平均值，因此也称为斩波电路。

针对斩波电路的研究，其研究方向主要有关于电路控制策略的研究；分析电路开关器件损耗及设计选型的研究，这类研究主要通过分析直流开关器件MOSFET的损耗模型，考虑在损耗的情况下，电路参数的选择及优化。这些研究为直流变换器的设计优化奠定了理论基础。根据能量守恒，开关器件的损耗将转化为热能，并通过一定的方式辐射出去。影响电路的性能。文献[11-12]分别研究了IGBT器件、SiC MOSFET器件受温度的影响下，开关性能以及静态性能的变化规律，并进行了验证。然而，这些研究文献的研究焦点以温度对开关器件自身性能的影响为主，没有涉及到对整体电路性能的影响分析。有鉴于此，本文选取使用广泛的同步BUCK直流变换器作为研究对象，针对电路中受温升影响的开关器件进行建模，并将模型应用于直流变换器电路中，研究温升问题对于整体电路性能以及对应的控制信号的影响。

2 Buck电路损耗分析

同步Buck变换器，是指利用两个独立的驱动器驱动上下桥臂 MOSFET开关器件，采用互补导通的方式实现了BUCK变换器功能，被广泛应用于提供低电压、大电流的电路中。变换过程中的主要损耗都来自于MOSFET(简称VM管)，但由PWM控制时，占空比的不同，导致上下两臂的工作时间不同，VM管的上下管损耗也不同。对于降压输出的Buck电路，由于输入电压高于输出电压，因此占空比比较小，导致上管的导通时间明显小于下管的导通时间，导通损耗大部分由下管引起，相对于下管而言，上管的主要损耗是器件的开关损耗。

图1 同步Buck变换器

通常，MOSFET损耗主要包含通态电阻损耗、导通过程发生的损耗、关闭过程发生的损耗、栅极驱动损耗以及二极管的续流损耗几种。一般情况下，MOSFET的截止损耗功率、驱动损耗功率所占的比例极小，可以在讨论中忽略。因此MOSFET器件的损耗主要由通态电阻损耗和开关两种损耗构成，其中通态电阻损耗与MOSFET的结温、开关的占空比以及通态电流有关；而开关损耗的主要与寄生电容、结温、集电极电流以及开关频率等因素有关。

通态电阻损耗是在MOSFET器件在导通时，回路电流流过器件自身的内阻时，所产生的功率损耗，由欧姆定理可知，此时MOSFET的源级与漏级之间的电压，可根据式(1)计算

V

=

R

I

(1)

式中，

V

和

I

分别为通态时MOSFET的漏源电压和通态电流，

R

为通态时的电阻，该值是由结温、通态电流共同确定的变量，通常从厂家提供的Datasheet中可以找到。通态电阻损耗可由下式计算

(2)

式中，

α

为占空比，由PWM控制器控制，T为绝对温度。图2为MOSFET开启过程曲线，由该曲线可知，MOSFET导通过程损耗集中在

t

～

t

阶段。

图2 MOSFET开启曲线

在

t

～

t

阶段，

V

保持不变，电流近似线性增加至满载电流

I

。在

t

～

t

阶段，

V

近似线性下降，满载电流

I

保持不变，

MOSFET

导电沟道逐渐形成，此时导通过程损耗为

P

=0

.

5

V

I

(

t

-

t

)

f

(3)

f

为开关的频率。同理，在同步BUCK变换器中，下臂MOSFET的通态电阻损耗如下

(4)

下桥臂 MOSFET开启过程

t

～

t

阶段，导电沟道处于关闭状态，电流全部通过体二极管续流。

t

～

t

阶段，

V

与体二极管续流电压

V

幅值相等，MOSFET沟道电流 线性增加与体二极管的续流电流维持 MOSFET总满载电流

I

不变。

t

～

t

阶段随着 MOSFET沟道的开启，

V

电压由

V

线性降低至

R

I

，此时 MOSFET完全导通，开启过程损耗

P

如下

P

=

V

I

(

t

-

t

)

f

+

V

I

(

t

-

t

)

f

+0

.

5(

V

+

I

R

)

I

(

t

-

t

)

f

(5)

其中

(6)

(7)

(8)

(9)

C

=

C

1-

C

(10)

(11)

在上述公式中，

C

，

C

分别为栅极与源极，栅极与漏极之间的寄生电容；

R

、

R

1分别为外部串接的栅极电阻和内部的栅极电阻。漏源电压

V

()、输出电容

C

()、反向传输电容

C

()均为厂家数据手册中提供的额定参数。

C

1、

C

分别为器件的输入电容和反向传输电容。

V

()为设计时的电源电压。

V

、

V

()分别为栅极的开启电压和米勒平台电压，其数值可以通过查找厂家提供的

I

-

V

曲线按着下面的公式进行计算

(12)

(13)

其中

I

1=

K

(

V

1-

V

())，

K

为与器件相关的常数。

在图1所示的电路中，二极管的损耗主要也是由通态损耗和开关损耗两部分构成，其中通态损耗是指二极管在通态下，由于承受的正向电压和电流，该电流在二级管内阻上做功产生，其数值可以由式(14)计算

(14)

(15)

(16)

二级管的另外一个损耗为开关损耗，二级管在开通时，将承受较高的导通电压，经过

t

时间后，降低为二级管固有的正向压降，在开通的期间二级管产生的损耗为

P

=0

.

5

f

I

(

U

-

U

0)

t

(17)

其中

U

为二级管导通时承受的最高电压，该值可从二级管厂商提供的Datasheet中获得。

3 温升机理

同步直流变换器在工作过程中的损耗，在密闭空间中，将以热量的形式存在，进而导致MOSFET发生温升的问题，其温度的变化受多种因素的影响，如图3所示。

图3 温升模型

如器件的体积、器件的封装方式、以及气流循环等。为了精确计算损耗带来的温升问题，文献[15，16]从电路的角度，通过引入热阻的概念建立了热阻等效电路。热量在热流路径上遇到的阻力即为热阻，其反映了介质之间的传热能力，表示1W的能量所能引起的温升大小。热阻和功率损耗以及温升的关系式为

R

=Δ

T/P

(18)

在电路分析中，可以将MOSFET 的各部分损耗功率作为电流源对待；将热阻作为等效电阻对待，而将温升效应对应于等效电压，便可得到图4所示的热阻等效电路模型。

图4 热阻等效电路

在图4 中，

T

和

T

分别为 MOSFET 和二极管的结温，Tc，Ts分别为MOSFET的壳温和散热器温度，

Ta

为环境温度；

P

和

P

分别为MOSFET和二级管产生损耗的等效电流源。

R

和

R

分别为 MOSFET 和二极管硅片至外壳间的热阻；

R

为器件外壳至大气间的热阻；

R

为管壳与散热器之间的热阻，

R

为散热器与环境之间的热阻。由此等效电路，可得到各点的温度。在上述等效电路中，MOSFET内部的热阻和二级管的内阻可以从MOSFET以及二级管提供的Datasheet获取，本文选取的1XFH88N30PMOSFET器件和二级管DPG60C400HB的热阻参数如表1所示：

表1 MOSFET与二级管的热阻参数

4 仿真模型

根据上述损耗以及温升机理模型，在Matlab环境下，利用Simscap工具箱中的组件，搭建如图5所示的温升仿真模型。在该模型中，考虑到实际的热传递情况，结点与壳体之间的热传递方式为传导方式；壳体与散热器之间的热量关系为热交换的形式，在参数配置中，需要接触面积，器件封装尺寸以及器件出厂时的各部分的温度测试数据，这些数据一旦在确定了器件的型号后，便可从厂方提供的Datasheet中获得，模型主要参数配置如表2所示。

表2 温升模型参数配置

图5 温升仿真模型

运行该模型，可以得到图6 所示的不同时间点的温度变化曲线。

图6 温升仿真结果

从图6的变化曲线中，可以看出，下桥臂的最高温度比上桥臂要高，这与文章前面的分析一致，因为下桥臂的导通时间长，通态损耗大。由图6可知，器件的最高温度为420K左右，该温度对应的摄氏温度大约为150℃左右，同时各部分的温度都与厂家提供的变化曲线接近，说明该温度模型能够表示真实器件内部温度的变化，仿真模型有效。

将完成的温升仿真模型进行Mask封装，以方便后续Buck变换器建模时的调用。根据同步Buck变换器的工作原理，搭建图7所示的电路模型仿真图。该电路模型完成直流30V电源变为直流15V降压电路功能。通过在MOSFET开关器件中加入温升变化成分，研究温升对变换电路的影响，主要仿真参数如表3所示。

表3 仿真参数配置

图7 同步Buck变换器仿真模型

在图7的电路中，模拟热源1，2分别代表温升效应的上桥臂、以及下桥臂的影响；

PWM

控制用来产生

MOSFET

管栅极开关信号，可变负载模块模拟周期变化的外界负载，

PI

控制用来实现电路的闭环控制，以确保输出电流的质量。

图8 输出电压与PWM控制信号对应图

图8为输出电压与控制信号之间的对应关系图。从图中可以看出，当

PWM

控制信号为高电平时，

MOSFET

开关管导通，在输出端输出15

V

的电平，由于稳压电容

C

的存在，使输出可以稳定在15

V

左右，仅在每次

PWM

控制信号变化时，输出电压有小幅变动，该变动在±3

%

的范围内进行波动。同时对于

PWM

信号，理想的控制信号源输出硬是矩形波，但实际的输出波形具有一定的拖尾性，这是因为实际的电子元器件是达不到理想的开关特性；此外，从

PWM

控制信号可以看出，模型的占空比是小于1的数，这与前面的理论分析相一致。

图9是分别仿真了有温升效应和无温升效应的输出对比。

图9 有无温升效应输出对比

从图中可以看出，当不考虑温升效应时，仿真模型输出的电压值较考虑了温升效应的模型要高。这是因为由于温度的升高，导致开关器件的内阻增大，由欧姆定理可知，对于串联电路，内阻的增大意味着电路中流过的电流将减小；对于负载，由于其电阻不变，电流减小，因此导致负载上的电压(输出电压)有所下降，所以在实际电路中的设计，为了保证输出电压的恒定，需要增加稳压的设计。

为了研究温度的升高对开关器件开启电压的影响，文章仿真了不同的工作条件下

MOSFET

开启电压曲线，如图10，11所示。对比图10，图11中的栅极开启电压(

Gate

-

source

voltage

)可以看出，在不考虑温升效应时，栅极开启电压较考虑了温升效应的栅极开启电压要高，这主要是由于温度的升高加快了电子在器件内部的流动所致，从而只要较小的开启电压就可以工作。从图10，11可以看出，除了对栅极的开启电压有比较明显影响外，温升效应对器件的其它方面不明显。

图10 无温升下的开启电压电流

图11 有温升下的开启电压电流

图12展示了温升效应对外界控制信号需求的变化。在图12中，(1)表示无温升情况下，外部控制信号的情况，(2)表示有温升的情况。对比图12中的(1)，(2)可知，温度的升高，致使器件的开启电压变低，所需的控制信号有所减小，控制信号的持续时间有所缩短。

图12 温升对控制信号的影响

5 结论及建议

文章选取同步直流变换器中的

MOSFET

开关器件作为研究对象，推导了开关器件的功率损耗计算方法以及热阻等效电路，针对开关器件的结温、外壳温度以及散热器温度的传导方式和变化规律在

Matlab

环境下搭建了

MOSFET

的温升模型，借助该模型研究了同步

BUCK

直流变换器的输出以及控制信号受到的影响，仿真结果表明，文章提出的温升模型可以正确模拟开关器件的温度变化曲线；开关器件的温升将会使开关器件内阻变高，栅极开启电压下降，输出电压变小；对

PWM

控制信号要求较正常情况下有所降低。在

BUCK

变换器的设计中，可以借助该模型的仿真结果，辅助修正

BUCK

变换器中确定电感

L

和平滑电容

C

的大小，也可用于反馈控制器的设计。该温升模型还可用于其它功率变换器的设计中，用于精校电路中的参数选择。