含耦合电感的高增益准Z 源DC/DC 变换器∗

房绪鹏题晓东綦中明林 强

(山东科技大学电气与自动化工程学院，山东 青岛 266590)

在光伏电池、燃料电池等新能源发电系统中，其输出电压远低于并网运行的电压，因此需要高增益的DC/DC 变换器将低电压转变成为可供负载直接使用或并网所需要的高电压[1]。为了解决传统升压变换器升压能力不足的问题，国内外诸多学者研究出了多种拓扑结构来提高变换器的电压增益:(1)Z 源直流变换器，2002 年彭方正提出了Z 源网络[2]，并在之后又提出了准Z 源等改进型结构[3]，这两种变换器与传统直流变换器相比，升压能力得到改善，但是依然存在着电压增益受占空比的制约，未能得到显著的提高；(2)多级变换器[4]，虽然能显著提高变换器的电压增益，但使用更多的器件，降低了效率，控制方法更加复杂；(3)开关电容和开关电感技术[5]，可将多个开关电容或开关电感结构并联组合在一起，使电压增益成倍增加，但是电路使用的元器件较多，导致变换器体积增大，成本增高；(4)耦合电感技术[6]，变换器的电压增益调节维度更加宽广且避免工作在极限占空比，无源箝位技术的引入，可吸收漏感，减小了因耦合电感引起的开关管电压尖峰，简化了电路拓扑结构，提升了能量的传输效率。

由于采用耦合电感能够在一定程度上减少电路中的无源元件，提高变换器的功率密度和升压能力，因此近些年有大量学者投入到磁耦合阻抗源网络的构建工作中，其中文献[7]对构造磁耦合阻抗源网络进行了总结，对比现有的磁耦合阻抗源网络，性能比较好的有Trans-Z 源、Y 源、Δ 源、TZ 源。与含有两绕组耦合的Trans-Z 源相比，含三绕组耦合的Y源和Δ 源以及含四绕组耦合的TZ 源，不够轻便而且不经济。相比之下，两绕组耦合的结构更加简单、经济、重量小、可靠性高。

结合两绕组耦合电感结构的优势，提出了一种含耦合电感的高增益准Z 源DC/DC 变换器，在耦合电感的初级绕组配合准Z 源网络的二极管和电容形成吸收回路，可以对漏感能量进行回收利用，削减了开关器件电压应力及电压尖峰，提升了变换器效率；次级连接电容和二极管形成升压单元，可以对功率回路中的电容进行充电储能，以实现电压增益的提高。分析了其运行原理及工作性能，最后通过实验证明了理论推导的可行性。

1 电路拓扑及工作原理

1.1 拓扑结构

图1 为含耦合电感的高增益准Z 源DC/DC 变换器的拓扑结构。耦合电感和二极管VD2以及储能电容C3形成升压单元。为了方便分析，耦合电感由一个励磁电感Lm、一个理想变压器及一个漏感Lk的并联结构等效替换[8]；等效电路如图2 所示。其中，匝数比为N1∶N2＝1 ∶n，Uin为输入电压，Uo为输出电压，S 为MOSFET 开关管，C1，C2，C3为储能电容；C4为滤波电容；R为负载电阻。

图1 所提变换器的拓扑结构

图2 变换器等效结构

为方便分析变换器工作原理，可假设电路中的所有电感足够大，以确保电感电流在连续导通状态下工作；电容足够大，使其在稳定状态下保持电压不变；电路中的开关管、二极管均为没有开关损耗且导通和关断时间为零的理想器件[9]。

1.2 工作原理

在一个开关周期Ts内，该变换器有如下三种工作模态。图3 为变换器的主要元器件的波形图。图4为该变换器在每个工作模态下的等效电路图。ugs为开关管S 驱动信号，iL1，iLm，iLk为流过L1，Lm，Lk的电流；us，is为流过开关管S 的电压和电流；uVD1，uVD2，uVD3为二极管VD1，VD2，VD3的电压，iVD1，iVD2，iVD3为二极管VD1，VD2，VD3的电流。

图3 变换器主要工作波形

图4 变换器各模态等效模型图

模态1[t0～t1]S 导通，VD2导通，VD1，VD3关断。Uin和C1通过S 向输入电感L1及副边绕组N2充电，流过电感L1两端的电流呈增大趋势；C2给Lm，Lk充电储能；N2由于变压器效应，次级漏感电流使VD2导通，使得次级漏感流入C3。在t＝t1时，该模态结束。

模态2[t1～t2]S 继续导通，VD1，VD3关断，VD2由于次级漏感充电完毕，反向截止关断。Uin和C1继续向输入电感L1及副边绕组N2充电，C2向Lm，Lk充电储能；此模态下C3的电压依然等于N2的电压，VD2两端形成等电位点，电压近似为0。

模态3[t2～t3]S 关断，VD1，VD3导通，VD2关断。Uin与L1向C2充电储能；Lk和N1通过VD1把能量转移给C1；Uin，L1，Lm，N2和C3共同把能量提供给负载，从而提高了输出电压Uo，电感电流iL1，iLm下降至大于零的某一值，t＝t3时刻，此模态结束，完成一个周期的工作。

2 变换器的稳态特性分析

2.1 变换器增益特性分析

为简化分析，根据上述三种工作模态进行电压关系推导。

由模态1、模态2 等效电路可得:

由模态3 等效电路可得:

根据电感L1，N1，N2伏秒平衡原理，对式(1)、式(2)整理可得:

式中:D为开关占空比，Ts为一个开关周期，并对上式计算化简可得:

得到该变换器的电压增益为:

图5 为电压增益G与n以及占空比D的关系。可以看出电压增益与n和D是成正比的关系，当选取的n与D越大时，获得的电压增益越高。

图5 电压增益变化曲线

2.2 开关管及二极管电压应力分析

根据以上工作模态进行推导计算，可以得出开关管S 及二极管的电压应力分别为:

当输出电压Uo一定时，二极管VD1和VD3的电压应力是和Uo相等的，开关管S 的电压应力随着匝数比(1/n)的减小而减小；而VD2的电压应力随着匝数比的减小而增大，所以综合考虑开关管S 和二极管VD2的电压应力，在选取匝数比时不应过小。

2.3 变换器的性能对比分析

表1 为所提变换器与文献[10]所提Trans-Z变换器以及文献[11]所提改进型Trans-Z 变换器的特性对比。可知所提变换器的电压增益，得到了显著的提高，并且还降低了开关管S 以及VD1电压应力。

从表1 可知，Trans-Z 变换器和改进型Trans-Z变换器都是通过增大耦合电感匝数比来提高变换器的升压能力；而本文所提变换器与其最大的不同在于匝数比越小，升压能力越强。有助于选择磁芯尺寸小的电感元件，可减小漏感，进而降低变换器的体积和成本。为合理对比其性能，匝数比同为1 ∶1，变换器的电压增益曲线对比如图6 所示，可以看出所提变换器电压调节范围更宽，在高电压增益方面的优势更大。

表1 工作特性对比

图6 电压增益曲线对比

3 仿真验证

在MATLAB/SIMULINK 软件中对该电路拓扑进行建模并进行仿真验证[12]，主拓扑元器件参数见表2。

表2 拓扑元器件参数

选取了一些重要元件的仿真波形如图7 所示，各元器件的波形在短暂的波动后，电压和电流均能达到稳定的状态，同时也验证了理论分析与仿真结果的一致性。

图7 仿真波形

4 实验验证

为了验证理论推导的正确性，根据图1 的拓扑结构制作了一台140 W 的样机。应用型号为TMS320F28335 的开发板作为核心控制器件产生PWM 控制信号，全控开关型号选用H25R1202，驱动板型号为TX－DA962D[13]，实验元件参数详见表2，各元器件的实验波形如图8 所示。

图8 实验波形

在图8(a)中输入电压为24 V，输出电压117 V，与120 V 的理论值非常接近，从输入电流的波形中可以看出，输入电流连续；图8(b)分别为C1，C2，C3的电压波形，其电压分别为23.2 V，47 V，46.8 V，与理论值也基本吻合，而且远小于Uo，具有较小的电容电压应力；图8(c)和(d)为开关管S 和二极管分别对应的电流和电压，S 和VD2的电压均为59 V，仅为Uo/2，有助于选择电压应力低、通态损耗小的开关器件；VD1和VD3电压大小相等，与理论值基本符合。从其对应的电流波形可以看出，流过开关管S 的电流较小，基本实现了零电流启动，二极管VD1，VD2，VD3的电流均可以自然回零关断，避免了反向恢复的问题。在考虑到器件损耗、线路内阻、耦合电感漏感等不可避免因素影响下[14]，各元器件的实验电压与理论推导电压吻合较好，同时验证了理论分析的合理性。

图9 为通过实验和仿真得到的效率对比曲线图。从图中可知，本文所提变换器效率高于文献[10]所提Trans-Z 变换器的效率，当负载的功率为150 W 时，效率最高，大约为94.6%。

图9 效率对比曲线

5 结论

提出了一种含耦合电感的具有高升压、低电容电压应力的准Z 源DC/DC 变换器，通过详细的理论分析及实验，证明了该变换器有如下特点:耦合电感以小于等于1 的匝数比工作时，可以实现更高的电压增益输出，当匝比小于1 时，有利于选择磁芯尺寸小的电感元件，可减小漏感，降低变换器容量和体积；漏感能量可以被重新吸收利用，开关器件的电压尖峰得到显著降低，电压应力大大减小；输入电流平稳连续，电容电压应力小，使得变换器的能量传输效率和工作可靠性得到了很大的提升。综上所述，所提出的变换器可应用于低压可再生新能源发电领域。