基于SIW的频率/极化可重构背腔缝隙天线

陈锡炼，王 平

(重庆邮电大学 通信与信息工程学院，重庆 400065)

0 引 言

随着无线通信技术的快速发展，各新型通信系统及其需求获得了极大的拓展和创新。针对通信系统中电磁信号收发功能的天线，也提出了更高要求，如要求小型化、低剖面、多频段、多极化方式等。可重构天线能够根据周围环境以及系统需求动态调整工作频率与辐射特性，大幅提升利用效率，因此，在学术与应用上都得到广泛研究。

可重构天线按功能划分为频率可重构[1-2]、极化可重构[3]、方向图可重构[4]和多电磁参数复合可重构[5-6]。文献[1]采用结构合成法，将倒F天线与倒L天线复合成新型天线，再嵌入PIN二极管，使天线能在三频段进行频率任意切换。文献[2]利用S-PIN(固态等离子表面PIN)代替金属辐射，根据激励模式不同，天线可等效为单极子天线或偶极子天线，实现X波段到Ka波段的频率可重构。文献[3]通过两路移相器控制领结型偶极子天线两臂相位差，使天线能在线极化、左旋圆极化、右旋圆极化之间切换，并采用加载匹配枝节的方法扩展移相器的移相范围，降低天线轴比。文献[4]设计了4个独立弧形偶极子，通过PIN二极管改变馈电网络结构，使天线具有4种不同的端射方向图。文献[5]加载铁氧体材料改变天线周围偏磁场强度，可以同时重构天线2个谐振模与极化。文献[6]通过矩形环状缝隙中加载的PIN二极管切换天线工作频段，再控制矩形贴片四角的二极管完成低频段极化状态切换。

但上述设计仍有不足之处，如只能单一电磁特性重构、剖面较大不易于集成、轴比带宽窄、切换结构不独立等。缝隙天线具有易于集成微波元件、易于工艺制作、易于工作频率更改的优势，能较好地应用于频率可重构天线。但其双向辐射特性会影响天线在印制电路板(printed circuit board, PCB)上的辐射[7]。基片集成波导具有低剖面、易与平面电路集成等特性[8-11]，能使天线具有单向辐射、高增益等优点，可以应用于毫米波缝隙天线的设计中。

本文基于基片集成波导结构设计出一款低剖面频率与极化可重构背腔缝隙天线，具有单向辐射特性。该天线通过调整十字槽线谐振长度完成频率切换，并使用加载通孔的方式[12-13]重构谐振腔电场，在不改变辐射结构下实现极化切换。天线谐振长度及通孔连接都由PIN二极管调控。值得注意的是2种调控开关分别位于天线底层与顶层实现相互隔离，降低两者的干扰。相较于已公开频率/极化可重构天线，该设计具有剖面低、元件少、增益高、带宽大的特点。

1 天线设计

1.1 天线结构

天线结构如图1所示，由微带线-共面波导(CPW)转换器、基片集成波导谐振腔、十字型槽线组成。上表面和下表面通过金属通孔连接，构成谐振腔，通孔直径和相邻间距需满足d<λg与dv<2d[14]抑制电磁波泄露，谐振腔的主模为TE120模。为实现可重构能力，4个PIN二极管嵌入十字型槽线中，通过切换二极管导通1、断开0这2种状态，可以更改天线工作频率。2个金属通孔位于缝隙夹角两侧，并在顶部焊盘处嵌入2个PIN二极管，用于改变谐振腔内电场分布，切换天线极化状态。

图1 天线结构Fig.1 Antenna structure

天线工作频段由腔体谐振频率与缝隙模式频率共同决定[8,13]，基片集成波导谐振腔尺寸与频率fmnp的关系为

(1)

(2)

(3)

(1)—(3)式中：m,n,p都为整数，代表谐振腔内场模式；εr与μr分别表示介质的相对介电常数和相对磁导率。

缝隙长度Ls与频率fs之间的关系为

(4)

(5)

1.2 频率可重构

对于传统槽缝天线，工作频段由缝隙电流长度决定。所述天线采用十字槽缝中加载PIN二极管的方式改变缝隙周围电流路径长度，对工作频率进行切换。在高频仿真软件CST MWS对天线进行仿真，结果如图2所示。当十字槽缝中二极管从断开状态0切换到导通状态1后，缝隙电流路径变短，谐振点频率变高，达到频率切换的目的。值得注意的是该设计中高频谐振点随二极管位置变化而改变，当二极管放置位置向缝隙中心移动，切换后谐振频率会向高频方向偏移，获得更高的调频幅度。当槽缝内放置多个二极管开关时，天线具备多频可重构能力。

图2 槽线中二极管不同状态下电场分布Fig.2 Electric field in cross-line slot with different diode states

1.3 极化可重构

圆极化辐射波是由2个正交等幅且相位相差90°的线极化波组合而成。在已发表的极化可重构设计中，大多通过改变天线辐射结构切换极化状态，相应地也会对其辐射性能产生影响，如阻抗带宽、轴比带宽、增益等。本设计采用2条具有微小长度差的正交矩形槽缝产生2个正交等幅且相位差90°的线极化波，组合形成圆极化波。顶层焊盘处二极管导通时，通孔连接腔体上下表面，谐振腔电流流向改变，从而抑制腔内电场，破坏圆极化波形成，使天线只能产生相同频率线极化波，实现极化重构。分为以下2种状态。

2)过孔与谐振腔顶层连接时，对谐振腔内电场进行重构。天线两侧电场受到抑制，右旋圆极化切换为线极化(liner polarization, LP)，过孔等效于并联电感，天线谐振点向高频偏移，如图3c，图3d所示。

图3 波导腔内电场分布Fig.3 Electric field distribution in cavity

2 阻抗匹配

天线尺寸由表1给出，工作状态由表2给出。图4展示了表2中天线状态3的阻抗匹配程序：①计算出微带线与共面波导转换处看向负载的阻抗；②沿传输线移动到距馈电点lm，即在史密斯圆图将谐振点沿等驻波比圆顺时针旋转到实部为50 Ω处；③串联电容，将谐振点沿阻抗圆逆时针移动到匹配处。为使所有状态最佳匹配，需串联不同大小的电容。本文折衷取0.2 pF。匹配完成后天线，反射系数曲线(|S11|)如图5所示。

图4 状态3的阻抗匹配斯密斯圆图Fig.4 Smith chart of matching process in state 3

图5 天线反射系数曲线Fig.5 Reflection coefficient

表1 天线结构参数Tab.1 Antenna dimension

表2 天线工作状态Tab.2 Antenna opreating states

3 参数分析

3.1 ΔL变化的影响

当天线槽缝长度较小时，天线圆极化特性对ΔL1(Ls1-Ls2)与ΔL2(Lp1-Lp2)的变化敏感。本节对状态1、3分析，图6给出了天线轴比随ΔL1与ΔL2变化情况。可知，ΔL1与ΔL2过大或过小都会导致天线轴比带宽改变，当ΔL1=0.8 mm时低频段3 dB轴比带宽最大，ΔL2=0.4 mm时高频段3 dB轴比带宽最大。

图6 ΔL改变对轴比曲线的影响Fig.6 Impact to axial ratio with varying ΔL

3.2 Z变化的影响

通孔位置Z对天线影响分为2种：①谐振腔顶层二极管断开，Z变化只改变天线电容，谐振频率偏移但幅度较小，不作详细讨论；②谐振腔顶层二极管导通，Z变化首先改变天线电感，其次抑制电场。图7给出Z改变对线极化状态下反射系数影响，可知，参数Z对低频段的阻抗系数影响较大，对高频段的影响较小。这是因为当Z与天线辐射长度接近时，天线匹配程度最好。

图7 参数Z对天线发生反射系数曲线的影响Fig.7 Impact to reflection coefficient with varying parameter Z

3.3 Wc变化的影响

天线谐振点由谐振腔尺寸与缝隙谐振长度共同决定，保持缝隙长度不变，谐振腔长度Wc变化，得到状态1反射系数与轴比特性如图8所示。当谐振腔长度Wc减小时，天线圆极化工作频点降低，当Wc=22 mm时，天线状态1工作于7 GHz且匹配程度最好。

图8 Wc变化对状态1反射系数与轴比特性的影响Fig.8 Impact toreflection coefficient and axial ratio character with varying Wc

4 仿真与测试结果

介质基板采用F4BMX220(εr=2.2，损耗正切=0.001，厚度=1 mm)，二极管采用微芯半导体的MMP4401，该二极管具有低至0.5 dB的插入损耗，0.35 pF的极间电容和0.8 Ω的导通电阻，工作频率为50 MHz～12 GHz，覆盖需求频段。其中，数个100 pF的电容跨接于0.2 mm宽的隔离缝隙，用于消除直流电源对天线的影响，二极管阳极通过一个47 nH电感与直流电源连接，隔离射频信号。对天线结构进行综合优化，结果如表3所示。由表3可知，天线具有良好的带宽特性，圆极化阻抗带宽(绝对带宽/中心频率,S11<-10 dB)分别为3.57%和2.85%，3 dB轴比带宽(轴比带宽/中心频率，轴比<3 dB)分别为0.93%和0.75%，线极化阻抗带宽分别为1.71%和1.16%。

表3 天线性能Tab.3 Antenna performance

天线归一化增益分别由图9、图10给出。可见，天线呈单向辐射特性，其中线极化状态E面主极化背向辐射较大，分别为-6.3 dB和-4.7 dB。E面交叉极化增益分别为-20.3 dB和23.6 dB，H面交叉极化增益分别为-12.1 dB和-17.5 dB。

图9 天线E面归一化增益图Fig.9 E-plane normalized gain pattern

图10 天线H面归一化方向图Fig.10 H-plane normalized gain pattern

为了验证设计的正确性，对天线进行加工测试，如图11所示。注意：由于成本控制，仅测试了未加二极管时的反射系数曲线、轴比曲线以及方向图。图12给出了圆极化状态下的反射系数与轴比；图13展现了E面(xoz面)与H面(yoz面)增益曲线。可见，天线测试结果与仿真基本一致，但工作频段略微向高频偏移，且H面背向增益增大。这是由于加工误差以及用于调谐的电容容差所造成。

图12 测试的反射系数曲线与轴比曲线Fig.12 Measured reflection coefficient and axial ratio curves

图13 天线实测增益图Fig.13 Measured gain pattern

相比于部分已发表的频率与极化可重构方案，本设计利用通孔对腔内电场的截断机理实现极化重构，不改变原始辐射结构，并将频率重构与极化重构机制独立，具备更好的性能。表4给出所述天线与已公开可重构天线的对比情况，表明了本文天线具有剖面低、元件少、增益高、带宽大的特点。文献[1-3]所述天线具有较高的阻抗带宽或是轴比带宽，但其拥有更高的剖面，且只能对频率或者极化进行单一的可重构。文献[5]所述天线不用加载可调控元件，但其频率与极化重构机制相同，只能对2种电磁特性同时重构，轴比带宽也小于本文天线。文献[6]所述天线增益更高，但其只能保持一个频段具有较好的轴比带宽。文献[15-16]所述天线阻抗带宽较本文天线更大，但调频幅度、剖面高度、轴比带宽、可调控元件的数量等方面皆不如本文天线。

表4 与部分已公开可重构天线性能对比Tab.4 Performance comparison between the proposed antenna and other reconfigurable antenna

5 结 论

该文基于SIW结构设计出一款低剖面频率与极化可重构背腔式缝隙天线，天线采用基片集成波导作为谐振腔，在十字槽线内加载PIN二极管，通过调整二极管导通/断开模式达到频率可重构目的，在此基础上加载短路通孔重构谐振腔内电场分布，实现圆极化波与线极化波之间任意切换。天线调频比达到10%，峰值增益为5.75 dBi，轴比带宽在高、低频段分别为0.75%和0.93%。而且该天线仅需单层高频电路板加工而成，具有成本低、可调能力强等优点，能应用于多种现代无线通信系统之中。