具有小耦合电容的高隔离电压多输出驱动电源研究

2022-07-01张道健

电工电能新技术 2022年6期

熊兰，刘林，张道健

(1.湖北工业大学太阳能高效利用及储能运行控制湖北省重点实验室，湖北武汉 430068；2.国网湖北省电力有限公司直流运检公司，湖北宜昌 443003)

1 引言

近年来以SiC、GaN制成的新一代电力电子开关，由于具有耐压高、开关速度快、损耗低等优点，成为高压高频电力电子装置的理想开关器件。尤其是基于SiC的功率开关，目前已实现额定电压为900 V～15 kV的SiC MOSFET和15 kV的SiC-IGBT[1-6]，未来可望达到更高的20～30 kV。这样的器件可以直接应用于中压变换器而不需要器件串联或者复杂的多电平电路，因而其相关应用一直是研究的热点。然而普通的驱动电源电压隔离等级不够高，一些隔离等级较高的电源又由于结构的原因不适宜多路输出。同时新型开关器件由于开通和关断速度快，工作时承受较大的电压变化率dv/dt，对驱动电路设计提出了很高的抗干扰要求。为了保证驱动电路正常工作，必须尽量减小驱动电源输入输出之间的耦合电容Cio。以15 kV/20 A SiC制成的N-IGBT为例，其开关过程dv/dt可达到3.3～110 kV/μs[6]，而普通的驱动电源耦合电容约为5～20 pF，根据共模电流icm=Cio·dv/dt，驱动回路会流过较大的共模电流，对设备的正常工作形成较大的干扰。因此，设计低耦合电容的电源对抑制驱动回路的共模干扰具有重要意义。

针对上述问题，一些研究采用了空心变压器[7,8]、两级式电流变压器[9,10]的隔离设计，但是空心变压器所占空间大。文献[10]采用两个背靠背连接的电流互感器式变压器实现了0.54 pF的耦合电容，但每个门极驱动器需要两个磁心，也不利于多路输出。利用分离线圈的无线功率传输技术[11,12]也成为一种新颖的驱动电源方案，但是这种方式对空间电磁环境要求比较高，需要足够的隔离与屏蔽空间。使用光纤技术能以较小的尺寸达到很好的隔离效果[13]，但其传输功率有限，且使用光纤提高了成本。相比之下，采用单级磁环的电流变压器实现高隔离的方式更适合多路输出的驱动电源[14,15]。文献[14]的实验测试获得了较小的耦合电容，然而开关频率只有50 kHz，也没有说明变压器设计的方法和原边电路拓扑。文献[15]采用LCCL-LC谐振变换器，并给出了一种计算磁环电流变压器耦合电容的基本方法，但是电路元件较多且公式推导过程不严谨。

本文采用单级磁环的电流互感器式变压器和结构简洁的LCL-T型谐振变换器构成多路输出的驱动电源，分析了变压器的结构，完善了这种变压器输入输出耦合电容的计算方法，并据此优化了变压器的设计。这种电源能够实现pF级的耦合电容，且一个输出回路的短路或开路故障对其他输出回路没有影响，满足多路驱动电源的抗干扰要求，最后进行了实验验证。

2 电源电路结构

本文驱动电源的电路如图1所示，其中Uin、Ro和Io分别为电源电压、负载电阻和负载电流；Lr、Cr、Lk和C分别为谐振电感、谐振电容、变压器原边电感和输出滤波电容。每路输出都采用单个磁环变压器达到输入输出隔离的目的；一次侧的半桥逆变电路和谐振网络将输入直流电转变为高质量的高频电流源；二次侧在整流后使用电流型Boost电路得到稳定的直流电压输出。

图1 电源电路结构图Fig.1 Circuit of power supply

3 变压器设计

3.1 电流变压器的结构

驱动电源中的高频变压器一般为电压变压器或电流互感器式变压器。电流变压器的结构如图1中间部分所示，原边绕组采用公共电流母线穿过磁环的中心。只要增加磁环变压器个数即可扩展输出回路数目。由于所有输出回路的副绕组不再绕在一个磁心上，磁环变压器及输出回路的位置可以依据开关器件和驱动电路的空间布局而灵活安排。

电压变压器与电流变压器的结构对比如图2所示。常规驱动电源主要采用电压变压器，原副边绕组间的爬电距离主要由磁环表面的路径构成，因此提高隔离等级需要增大铁心尺寸，从而增大电源体积。而采用电流互感器结构的变压器只有1匝原边绕组，若该绕组采用绝缘等级足够高的导线或电缆并将原副边绕组的接口分开，则爬电距离主要为原边导线接头到磁环中心的表面路径长度，从而去除了对磁环尺寸的要求，比较容易提高隔离电压而不显著增大体积。若电压变压器采用同样方式提高隔离电压，由于其绕组匝数较多，会对磁环的窗口面积有更大要求。

图2 变压器结构对比Fig.2 Comparison of transformer structures

另一方面，变压器的输入输出耦合电容Cio与其绕组布局、磁心尺寸密切相关。电流互感器式的变压器原边绕组只有1匝，因此总体上比采用相同磁心的常规变压器耦合电容更小，更加有利于抑制驱动回路的共模电流。

3.2 输出短路和开路的故障情况

图3是单个电流变压器发生输出开路和短路故障时的等效电路。其中，iin为变压器输入电流；设Ze为变压器副边绕组及负载的总阻抗等效到变压器原边的数值，Lb、Lm分别为变压器的等效漏感和励磁电感；ω为电路工作的角频率。变压器输入阻抗Zin为：

图3 开路、短路故障的等效电路图Fig.3 Equivalent circuit of open-circuit and short-circuit fault

Zin=jωLb+jωLm∥Ze

(1)

由于电流变压器的Lm较小，当副边发生开路故障时ωLm∥Ze的数值几乎不会变化，因此不会导致过电压现象；副边短路时，ωLm∥Ze的数值接近于零，相当于Lm被短路，但由于一次侧谐振电路的输出电流恒定，原边绕组也不会出现过电流。而电压变压器的输入阻抗受负载阻抗的影响会显著减小，副边的短路故障将产生过电流，使电路损坏。

用公共电流母线穿过多个磁环变压器构成多路输出时，若其中一路出现故障，由于原边输入电流恒定，非故障回路的输出电流和输出电压将不受影响，会表现出良好的故障穿越能力。

3.3 变压器耦合电容计算模型

变压器原副边的耦合电容是抑制驱动电路共模干扰的关键，建立有效的计算模型能够为变压器的优化设计提供重要依据。耦合电容的数值可以由电容储能与电压的关系计算。图4是绕组间的电容分布示意图，原边和副边绕组分别用P和S分段表示，S1j与S2j分别表示第j匝副边绕组的S1段和S2段；磁环高度、内径、外径分别为h、ri和ro；磁环与P3、P4和P2的距离为l1、l2和l3。以磁环1的绕组为例，原副边的耦合电容由S1与P1之间的电容Ci、S2与P1之间的电容Co、S1与P2之间的电容Cin、S2与P2之间的电容Cout、S3与P3之间的电容Cup以及S4与P4之间的电容Cdown等多个电容组成；Cin,j、Cout，j分别为第j匝绕组的S1j、S2j段与P2之间的电容；αj为P1、P2和S1j与S2j段投影后之间连线的夹角。当磁环1距离P4足够远，可以忽略Cdown的影响。同理，根据电源布局，当P2距离磁环足够远，也可忽略Cin和Cout的影响。对其他磁环的耦合电容可以用相同的方法建模。

图4 变压器绕组间电容分布Fig.4 Coupling capacitance distribution of transformer windings

假定变压器原、副边电压分别为VP和VS，副边匝数为NS，且副边各匝绕组的电势呈线性分布，则副边各匝绕组与原边的电势差为：

(2)

假设d为原、副边绕组的导线直径，ε0为真空介电常数，于是副边绕组各匝的S1和P1之间电容Ci及其储存的总能量分别如式(3)、式(4)所示[16]：

(3)

(4)

采用相同的方法，其他分布电容Co、Cin、Cout、Cup和Cdown以及其能量Eo、Ein、Eout、Eup和Edown也可依据式(5)、式(6)计算求得。

(5)

(6)

式(5)中，rin，j、rout,j分别为S1j、S2j与P2段的距离。若副边绕组在磁环上均匀分布，则式(5)中的rin,j与rout,j可以依据余弦定理计算：

(7)

(8)

式(6)中，Eup和Edown的计算假定在P3与P4之间每个磁环上分布有3匝副绕组，编号分别为(NS/2)-1、NS/2和(NS/2)+1。实际应用时可依据绕组空间分布情况进行调整。

将各个部分的能量求和得到总能量Eio，于是有：

(9)

本文制作了四个变压器，并使用常州同惠公司TH2818B型号的数字电桥进行测量以验证耦合电容的计算模型。在此之前，首先测量了一组标称精度为±0.1 pF的1.1 pF贴片电容的容量，测量结果都在标称容量的误差范围内，说明该型号电桥的测量数据较为准确。表1列出了被测变压器的磁心参数、耦合电容的模型计算值、测量值以及所得误差。计算值与实测值的差距都很小，验证了本文耦合电容计算模型的有效性。

表1 变压器耦合电容计算与实测结果Tab.1 Calculation and measurement of coupling capacitance

分析以上耦合电容的模型可知，磁心尺寸对耦合电容的数值有重要影响，而减少匝数能降低耦合电容。对于原边只有一匝的电流互感器式变压器，如果空间允许，增加P2、P3、P4段与磁心的距离也可有效地减小耦合电容。

3.4 变压器设计方法

本文变压器的设计需要考虑最佳频率、磁导率、变压器体积等多个因素。

首先，确定变压器的磁心材料。由于变压器原边绕组只有1匝，需要磁心材料具有较高的磁导率。因此，综合考虑较低的电阻率和较高的工作频率等因素，选择锰锌铁氧体较合理。在TDK公司的锰锌铁氧体材料中进行筛选，频率较低时可以使用H5C2、H5C3磁心，频率较高时则可选用HS72、HS10、HS12等磁心；其次，在一定尺寸范围内计算测量不同频率下所得变压器的耦合电容。由于原边匝数确定，变压器在产生相同的感应电动势时，其频率ft与磁心横截面积Ae呈反比。磁心体积一般随Ae增大而增大，并且影响耦合电容的数值。图5(a)和图5(b)显示了不同频率下，变压器所需要的最小磁心截面积Ae、满足该条件所需的磁心体积Ve以及据此设计的变压器耦合电容Cio。当频率较小时，Ve和Cio都随频率增大而显著显小；当频率高于100 kHz后，进一步提高频率对耦合电容以及体积的改善并不明显，而磁心的损耗会急剧增加。综上考虑，设计时采用100 kHz的频率。

图5 磁心横截面积、体积以及耦合电容的变化Fig.5 Variation of cross-section area,volume and coupling capacitance

最后，选择耦合电容小且磁心横截面积足够大的变压器，比较有利于避免磁通饱和。在频率为100 kHz的条件下，选择比较符合要求的磁心材料HS72和HS10，制作成不同尺寸的变压器，并测量其耦合电容。测量结果见表2，6个变压器的耦合电容都小于2 pF，其中前4个变压器由于横截面积较小，实验测试中损耗偏大。最后两个变压器采用HS72的磁心横截面积更大，但是HS10的磁导率比HS72更高。本文需要选取体积更小、磁导率更高的磁心，同时兼顾变压器耦合电容的数值，于是较理想的磁心是TDK公司的HS10-T28-13-16，其尺寸为外径28 mm、内径16 mm、厚度13 mm。

表2 试制变压器的耦合电容测量结果Tab.2 Measurement value of coupling capacitance of trial produced transformer

4 逆变电路与整流稳压电路

由于隔离电源采用电流变压器，因而要在其前端将输入电压源转换为电流源，而在变压器副边再次转换为稳定的电压输出。本文采用图1中左侧虚线框所示的LCL-T型半桥谐振变换器实现电流源功能[17]。这种电路在原边半桥电路实现软开关的同时，可以形成高质量的恒流源。

对LCL-T谐振电路进行交流分析[17]，其等效电路如图6所示，其中Uf为半桥电路逆变输出电压，Re为负载等效到变压器原边的电阻。

LCL-T网络的电流增益为：

(10)

(11)

Q的数值应考虑电路的恒流性能、电容电压应力以及电感大小(体积)等因素，权衡合理取值。为了使原边开关管达到零电压开通，α应小于1[18]。

驱动电源的二次侧采用图1右侧虚线框所示二极管不控整流和电流型Boost电路[19,20]。与电压型Boost电路不同，电流型Boost电路的输入为电流源，因而不需要电感，但仍然可以通过控制占空比调节输出电压。对该电路进行小信号模型分析，可得其输出电压与占空比扰动之间传递函数为：

(12)

式中，RC为电容C的等效电阻；I为二次侧输入电流。由于电流型Boost电路只有一个储能元件，其传递函数较简单，采用电压环控制即可。

5 实验结果

本文搭建了如图7所示的输入24 V、输出两路24 V/6 W的电源实验平台。磁环变压器采用HS10制作，其输入输出耦合电容约为1.42 pF。一次侧Lr=15.48 μH，Cr=0.16 μF，Lk略小于Lr；二次侧电路采用UC3843作为Boost电路的控制器。图8为半桥逆变电路MOS管的驱动信号及其漏源电压的测量波形，可见开关管实现了零电压开通，降低了开关过程的损耗。

图7 实验平台Fig.7 Experiment platform

图8 漏源电压与驱动信号Fig.8 Drain-source voltage and drive signal

图9为负载变化时的输出电压和输出电流波形。调节负载电阻使其在额定与半载之间切换，在电阻增大为额定值的两倍时输出电流降低了一半，而输出电压始终稳定在24 V。

图9 负载变化时的输出波形Fig.9 Output waveforms as load changes

为验证在出现输出短路时非故障回路是否会受到影响，将其中一路的负载电阻调至零再恢复原值，所得两路输出电压波形如图10所示。图10(a)中出现负载短路的回路输出电压下降到零，图10(b)中故障回路输出电压随负载电阻增大而恢复。两个过程中非故障回路的电压未有明显波动，验证了本文的隔离电源具有良好的故障穿越能力。