具有自适应电感共享策略的压电能量收集电路设计与实现

电池的广泛使用制约着传感设备快速发展,尤其是在使用频繁且不易更换电池的环境中,例如火电厂的热交换厂房的环境温度监测传感器、高压电网变电站中变压器振动传感设备、写字楼中的环境传感节点、体内植入式医疗装置等。在这些应用中,电池是主要的能量供给方式。然而,无论选用多大容量的电池,由于电池寿命的限制以及自身电能的逐渐耗尽,最终这些设备均会因供电不足而失效

。如果能通过收集环境中的各种能量,并通过换能器将其转换为电能,为电子设备进行自供电,从而避免电池的使用,并大幅提升设备的使用寿命,则有望解决这类应用场景中因使用电池而带来的供电问题

,并且对传统植入式医疗装置中无线通信电路功耗高、面积大、通信距离短的问题也有极大改善作用

。此外,在各种各样的环境能量中,压电振动能量较为常见,能量密度较高且对应的能量收集装置体积较小。因此,针对压电振动能量收集系统的研究成为了国内外学者关注的热点。

国外学者针对该领域的研究起步较早,首个压电振动能量收集的接口电路于2002年由Ottman等

提出,该接口电路采用了基本的无源全桥整流结构,被称为压电振动的标准能量收集(standard energy harvesting,SEH)结构;该接口电路通过对压电换能器的交变电流进行整流、并用超级电容来储存能量,实现了从振动到电能完整转换和收集过程,无需外部电源,足以满足许多电子系统的电力需求。为优化能量收集的效率,2005年Guyomar

提出了一种可应用在压电振动能量收集电路中的非线性技术,即并联电感同步开关收集技术(parallel-synchronized switch harvesting inductor,P-SSHI);该技术利用并联电感构成谐振电路,在压电换能器的电流过零点时对内部电容上存储的电荷进行翻转,从而避免了电荷的抵消,因此,输出功率大幅提升。2006年法国里昂大学的Lefeuvre等

提出了同步电荷提取技术(synchronous electrical charge extraction,SECE)和串联电感同步开关收集技术(series-synchronized switch harvesting inductor,S-SSHI),实现了不错的性能指标。2010年,Ramadass等

基于P-SSHI技术设计实现了一款高效率压电振动能量收集芯片,该芯片采用标准0.35 μm CMOS工艺设计,相较传统SEH结构,输出功率提升约4倍。2011年Krihely等

提出了一种改进的P-SSHI方案,该改进方案通过谐振电路实现,在恒定谐波激励下,输出功率为SHE结构的2.3倍,因此该系统作为可变励磁驱动的自供电系统可行性很高。2017年Du等

提出了一种基于电容同步开关收集技术(synchronized switch harvesting capacitor,SSHC),通过采用开关电容阵列,实现了对压电换能器内部电容上电荷的翻转,并避免使用电感。国内学者在该领域研究较少,主要集中在新结构、单芯片实现及新兴领域应用等方面

。

本文基于P-SSHI结构提出了一种电感共享结构的压电振动能量收集系统架构,该电感共享策略采用“先到先得”的设计思想,并优化了bias-flip结构整流器,再结合buck-boost变换器结构,进一步实现了最大功率点追踪策略,最终完成了压电振动能量收集电路的设计。

刚刚结束的11月香港国际美酒展，行业高峰论坛《酒进亚洲葡萄酒市场新时代的无限机遇》上，Debra Meiburg和Sarah Heller两位葡萄酒大师挂帅，香港贸发局、欧睿国际（调研机构）和京东助阵，南非、香槟和香港的连锁酒业公司，甚至拍卖行也上台分享，没有TWE也没有澳洲酒方面的代表，但无论是台上嘉宾的分享，还是台下听众的提问，都数度提到了Treasury Wine Estates（富邑集团，业内简称TWE）这家公司，嘉宾分享他们的案例，听众向嘉宾求解读：TWE何以如此成功？

1 压电能量收集系统原理

1.1 压电能量收集系统结构

提出的压电能量收集系统整体结构如图1所示。压电换能器输出的交流电经过bias-flip整流器后被转换为直流电初步存储在节点

的滤波电容上;

节点作为buck-boost变换器的输入,将能量进一步储存在输出节点

的存储电容上,为后续负载供能;同时,为保证能量收集芯片的正常工作,

节点又作为芯片内部控制电路的电源,以确保电压基准、电流偏置

、振荡器等模块的正常工作。

此外,在bias-flip整流器和buck-boost变换器的设计实现中,采用“先到先得”的自适应电感共享控制策略,实现这两模块对电感的共享使用。

长叹一口气，却又无可奈何。再把手搭上云梦的肩膀，竟然感觉不到丝毫的满足。谁说久别胜新婚更多只是心理上的需要？呼伦心中暗想，明明是生理上的渴求嘛。两个久旱之人躺在床上一动不动，还谈什么胜新婚？连太监都不如啊！

1.2 bias-flip整流器原理

本文基于P-SSHI技术设计了bias-flip整流器,实现了对压电换能器输出的高效率整流,整流器的原理和工作过程示意波形如图2所示。

该bias-flip整流器结构是在全桥整流器基础上,增加了一个同步开关控制的并联电感,通过在压电换能器输出电流过零点时开启电感同步开关,利用电阻-电感-电容(resistance-inductance-capacitance,RLC)谐振回路实现对压电换能器内部电容上电荷的翻转,避免了电荷损失,提升了输出功率。经推导,其整流输出功率表达式

为

(1)

由式(3)和(5)可知,在整流器输出功率最大处,变换器的最优工作频率表达式为

上述的研究结果以及牧羊有限公司的实践结果都表明了：在生产膨化沉性料的时候，增强调质效果能够带来比增加膨化机的剪切程度更好的饲料水中稳定性。如果从淀粉糊化的角度来思考该结论，或许能够得到一些合理的解释。

原水中铁、锰普遍超标，浊度、色度、CODMn、氨氮季节性超标，水质口感较差，且有逐年升高的趋势。采用单一工艺难以有效去除水中污染物，必须遴选合理的处理工艺。

=1

(1-e

-

+π

)

(2)

通常情况下

趋近于0,

趋近于1,

≫1,因此

大于1

。由此可知bias-flip整流器的最大输出功率及此时

的取值

可被简化为

=2

(

-

)

(3)

=

-

(4)

1.3 buck-boost变换器原理

阻抗匹配变换器单元采用如图3所示的脉冲频率调制(pulse frequency modulation,PFM)buck-boost变换器结构

,并将输出的能量进行储存。在图3中将电感的左右两侧节点分别定义为

和

节点,左侧节点电压为

,与左侧节点相连的NMOS和PMOS分别定义为MN

和MP

;右侧节点电压为

,与右侧节点相连的NMOS和PMOS分别定义为MN

和MP

。

该电路通过控制电感两侧的4个同步开关(MP

、MN

和MP

、MN

)依次两两导通,实现能量从滤波电容

到电感

、再到存储电容

的转移。经推导,变换器的传输功率为

目前调研我省大部分高职院校都已开展校企合作教学模式，企业将项目带进传统课堂，让学生在项目中学习是校企合作主要核心。以STEAM教育为背景的创客教育模式是校企合作项目教学的一种延伸，将项目教学与资源整合相结合，调动学生学习主动性，是最大程度挖掘学生创造力的一种新型教学模式。创客教育模式如图1：

(5)

式中:

为

信号的脉宽;

为环形振荡器输出信号的频率,即变换器的工作频率。

1.4 最大功率点追踪策略原理

本文采用动态追踪的阻抗匹配最大功率点追踪(maximum power point tracking,MPPT)策略,通过变换器与整流器部分的阻抗匹配实现能量传输功率的最大化,原理如图4所示。当初始点位于最大功率的右半边时,随着

的增加,

和

减小,

逐渐增加到峰值

;当功率进入左半边时,随着

的持续增加,

和

进一步减小,

开始下降并逐渐到0。

本文对设计的buck-boost变换器分别在电感共享与非电感共享条件下,改变其工作频率,仿真了输出功率

与输出电压

的关系,结果如图9所示。其中压电换能器开路电压为

=3 V。

(6)

2 电感共享策略

2.1 电感共享简述

电感作为一种外围器件,在电路集成时会占用可观的芯片或印制电路板(printed circuit board,PCB)面积,不利于未来微型化的发展要求。同时,考虑到整流器和变换器两模块在工作时对电感的占用率均不高,因此可以通过设计相应的控制逻辑,使得两模块共用同一个电感。

通过引入等效品质因数

,可同时概括RLC系统原品质因数和压电换能器模型品质因数

产生的影响,记做

近年来提出的电感共享策略大多采用锁存器结构来构造仲裁器实现所需的功能

,本文在已有方法的基础上,提出了一种基于“先到先得”的自适应电感共享策略。该策略通过判定整流器和变换器中电感使用信号的先后顺序,使能先进入工作状态的模块暂时复位另一模块,直至使能模块对电感的使用结束,复位结束,两模块再次进入待命状态,避免使用电感时产生竞争。与传统锁存结构实现的电感共享策略相比,本文采用的方法更为简洁,即直接通过异步组合逻辑电路来实现正确的功能,减少了锁存器结构与相关电路造成的额外面积占用;此外,控制电路的功耗也得以降低;与此同时,作为最优解的“先到先得”策略,该方法响应速度最快,因此将额外的电荷损失控制在最低水平。

通过使用标准180 nm CMOS工艺,完成了电路的搭建和仿真,参数设置如下:压电换能器参数为

=30 nF,

=600 kΩ,

=200 Hz,电感

=820 μH。仿真结果与分析如下。

2.2 电感共享原理实现

本文提出的电感共享策略如图5所示。对于时序示意图5(b),在整流器获取电感使用权时,利用整流器中的

信号和变换器中的

信号,通过控制器1产生新的

使能信号,暂时复位变换器中的环形振荡器,使得变换器在整流器使用电感期间,无法获得

信号的下降沿来触发

和

信号,完成对变换器的复位。对于时序波形示意图5(c),在变换器获取电感使用权时,利用变换器中的

信号和整流器中的

信号,通过控制器2产生新的

宽脉冲信号,复位了

信号与

信号的交叠部分,使得整流器在变换器使用电感期间,触发

脉冲发生器的上升沿向后推迟,从而完成对整流器的复位。

2.3 电感共享存在的问题及解决方案

本文设计的电感共享策略实现了单电感的整流器和变换器共享使用,提升了系统集成度。相对于已有的电感共享技术而言,提出的策略在原理和实现上更加简洁。与此同时,由于电感共享策略的引入,在电路设计与实现中又存在3个方面的挑战。

2.3.1 电感两端互连漏电引起逻辑错误的分析

2.3.2 bias-flip整流器在翻转压电换能器电容

总之，迪士尼乐园与色彩丰富的美国西海岸摄影艺术都曾在斯各格兰德身上打下印记。同时出现在其作品中的，还有美国恐怖电影的痕迹，以及美国中产阶级的焦虑——斯各格兰德擅长以讽刺手法来表现这一点。她的作品中显然飘荡着一种城郊居民的忧郁气息。她承认对平庸充满兴趣，“我自己也出身于中产阶级，从品味来看，我的阶层正是我做出许多选择的根源。”

本文采用如图2(a)所示的体端低电压自适应选择电路

,通过动态选择较低电压来为整流器中与

和

节点相连的开关NMOS做体偏置,从而消除了体二极管漏电。电路实际工作中,在整流器使用电感时,依然会在压电换能器电容上电荷翻转时,通过变换器中开关管的体二极管造成少量的漏电,但是由于损失电荷比例较低,且漏电电流最终进入

和

,造成的负面影响可以忽略不计。

整流器和变换器中,由于两模块均连接在电感两侧的

和

节点,与

和

节点相连的金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)会在两模块中某一模块使用电感时造成MOSFET体二极管导通漏电现象,干扰两模块的工作状态,并导致逻辑错误。由于整流器工作时的电流流向不定,会造成

和

节点始终有一端存在负电压,无论将MOSFET体端接源漏端或者接地处理,均会导致某些工作状态下存在漏电;而对于变换器,在开关管交替时的不交叠时间段,需要利用MOSFET体二极管进行续流,因此无法通过体端连接的方式消除体二极管导通漏电。

两端电荷时的负电压过冲现象虽然漏电造成电荷损失的影响几乎可以忽略,但是由于压电换能器电容上电荷翻转时电压节点(

和

)的浮空,从而产生正电压向负电压翻转后的值比翻转前负电压值更低的过冲现象,使负电压比较器的结果产生非理想抖动,造成

脉冲提前结束,并且会产生一个或多个紧随其后的多重脉冲,如图6(a)所示。该多重脉冲的存在有可能造成系统无法正常工作,并且还会造成额外的电荷损失,影响能量收集效率。

为确保压电能量收集系统的正常且高效工作,设计了合适的修正电路,并给出了如图6(b)所示的

信号多重脉冲及其修正后仿真波形的对比。修正电路的设计思想和工作原理如下:利用负电压比较器的输出信号下降沿来产生一个宽脉冲信号,该宽脉冲信号被用来屏蔽另一个负电压比较器的错误输出信号,进而消除该非理想现象。加入修正电路后的仿真结果如图6(c)所示。仿真结果表明,经过修正后的电感开关驱动信号

以及

和

信号工作波形正常且符合预期,非理想现象被完全消除。

2.3.3 电感共享策略下因变换器工作造成整流器延迟工作带来的电荷损失分析

由于本文设计的压电振动能量收集系统采用了电感共享来减少电感器件,这必然会出现整流器和变换器同时使用电感的情况。基于“先到先得”的自适应电感共享策略,当变换器在使用电感时,若整流器也需要使用电感,则控制电路会推迟整流器使用电感的时间,直至变换器结束对电感的使用。该延时必然会导致bias-flip整流器错过最佳翻转电荷的时间,造成如图7所示的压电换能器内部寄生电容上电荷的损失。

(7)

由式(7)可知,虽然延迟造成了多达5倍的电荷损失,但是电荷损失比之差

=

-

=0.014 4%依然是非常小的值。综上所述,在电感共享策略下,因变换器工作造成整流器延迟工作带来的电荷损失所占电容电荷比例微乎其微,可忽略不计。

3 仿真结果与分析

对相应的研究过程进行检验发现，结果显示符合构建模型的要求，此外，利用A-MOS17.0将理论转化为具体的结构模型。通过该种方式进行产业扶贫影响的探究，看扶贫参与人员是否对产业扶贫有间接的影响。

图1所示的欠驱动夹持器的工作模式可以分为两点夹持与包络抓取。两点夹持是指只使用杆5抓取物体，并且当远指节接触到物体时，通过添加限位销来限制驱动杆1与推动杆2夹角减小的趋势，从而保证夹持稳定性。包络夹持分为4步：1)初始状态时，运动杆4向物体靠近；2)运动杆4接触到物体时，产生约束作用；3)驱动杆1继续推动杆2，弹簧被拉伸；4)杆5完全与物体接触，实现包络整个物体的夹持动作。

3.1 bias-flip整流器仿真与分析

在不同开路电压和负载下,对设计的bias-flip整流器和传统全桥整流器进行了仿真,获得了如图8所示的输出功率

与输出电压

之间的关系。

从图8中可以看出,整流器输出功率随

的增加先升高后下降。其中,对于同类型的整流器,开路电压

越大则输出功率越高;在相同的开路电压

条件下,bias-flip整流器的输出功率较全桥整流器有着显著提升。bias-flip整流器分别在2 V和3 V开路电压激励下,输出功率分别达到了55.01 μW和111.59 μW,较相同开路电压激励下传统全桥整流器所达到的8.60 μW和24.90 μW输出功率,分别实现了55.01 μW/8.60 μW=6.40倍和111.59 μW/24.90 μW=4.48倍的功率提升比,整流器仿真结果如表1所示。

3.2 buck-boost变换器仿真与分析

南部帮浦东段矿区发现的F1、F2，走向近EW，F1、F2是热液充填型高品位铅锌矿体的主要赋存部位，F11、F12及F13则是产于岩体内的次级断裂。北部笛给矿区总体构造格架为一系列的向南倒转的复式背向斜组合，背斜主要构造线走向近EW，向斜相对开阔舒展而背斜往往紧闭，岩层产状多陡倾。其中矿区中部发育一条背斜，走向近EW向，贯穿于整个矿区，核部地层为典中组凝灰岩，两翼岩层倾角均呈陡倾状，区内复式向斜南部和北部有多个由古近系典中组火山岩组成的较大的向斜盆地构造，中间为由二叠系旁那组片岩组成的次级背斜。铅锌矿体产于南部两个较大的倒转向斜盆地南翼凝灰岩中近EW向断裂中。

本着持续改善的原则，还应从课程内容更新、考核内容与考核方法等方面入手，使该课程逐渐形成系统、柔性、完善的多元化教学体系。

在非电感共享策略下,变换器最大输出功率同样在

接近3.3 V处取得,其值为101.95 μW,对应变换器工作的最优频率为672 Hz;该点处变换器功率转换效率

高达91%。在电感共享策略下,变换器的输出功率有所提升,其中在

为3.2 V附近时取得最大值,最大输出功率为110.04 μW,此时对应的变换器工作最优频率为715 Hz,功率转换效率几乎不变。

此外,在输入源参数不变的条件下,相比于非电感共享策略,电感共享条件下变换器的峰值输出功率提升了7.9%。这是因为电感共享条件下,整流器使用电感时,存在经变换器的功率PMOS管体二极管向

微弱放电现象,导致实际变换器的输出功率进一步增加。

3.3 压电能量收集系统仿真与分析

和

设定为10 μF,输入激励对应开路电压

=3 V,振荡器电容

设为15 pF,对应变换器工作频率为491 Hz。压电能量收集系统瞬态仿真结果如图10所示。

从图10可以看出,在1.63 s时间内,输出电压

从0升高至超过设定的3 V,完成整体电路对输出电容的充电过程。在841 ms时

达到942 mV,此时输出电压能够正常驱动MP

管,MP

管从续流模式进入到同步整流模式,同时针对该PMOS管的零电流检测(zero current detection,ZCD)电路也进入正常工作模式,如图10中小图(2)所示;当

达到3 V后,变换器输出电压达到预设值,使能信号复位,变换器停止工作,如图10中小图(4)所示,但是由于电感共享节点的额外放电,

在此后一段时间仍会缓慢增加。

由于自适应电感共享策略为“先到先得”,必然会存在整流器和变换器共同竞争使用电感的情况,如图10中的小图(1)和(3)所示,在746.7 ms处,整流器先于变换器获得电感使用权;在1.34 s处,变换器先于整流器获得电感使用权。综上所述,电感共享策略成功解决了电感的竞争问题。

1.2.2 培训方法 我院临床技能培训中心采用儿童仿真模型模拟临床环境对学员进行培训，内容包括理论及技能操作培训，形式为教师讲解、视频演示、边看边做、实战演练等。

3.4 设计思考

压电能量收集系统能够将机械能转换为电能,在压电换能器参数固定的条件下,性能优越的压电能量收集系统能够获得更高的输出功率。若不考虑变换器的能量转换损失,则压电能量收集系统的性能主要由整流电路的结构决定。整流器的输出功率越高,则压电能量收集系统的性能也越好。

本文采用的bias-flip整流器通过RLC谐振回路进行压电换能器寄生电容上电荷的翻转,避免了绝大部分电荷的抵消,考虑到压电换能器等效模型中电源类型为正弦电流源,而它在每半个周期提供的电荷总量一定,因此在

电压一定的条件下,通过优化电路结构减少控制逻辑单元消耗的电荷量,可以有效地提升整流器的输出功率。基于此,所设计的bias-flip整流器中,仍然采用了4个无源二极管而非比较器加MOSFET结构的有源开关来实现整流,也正是考虑到了这个原因。

通过进一步地仿真对比分析发现,在保持压电源参数不变的条件下,采用无源整流方式的bias-flip整流器在

节点可得到111.59 μW的输出功率;而采用有源整流方式以后,虽然整流器自身效率得以大幅提升,但是在

节点只得到了103.33 μW的输出功率。这是因为有源整流相对于无源整流,在

电压相同的条件下,降低了压电换能器两端电压峰值,使压电换能器对应的输出功率减小,并在一定程度上减少了因压电换能器内阻以及电荷翻转而损失的电荷;与此同时,有源结构的控制逻辑电路又需要消耗更多的电荷。因此,在有源整流替换无源整流结构以后,导致bias-flip整流器拥有更高的整流效率和更低的输出功率。

情境是指用于表征与交互环境相关的实体状态的信息集合，它包括空间、时间、物理环境状态、人的情绪、心理状态及相互关系等。

4 结 论

本文面向自供能设备的应用,提出了一种具有自适应电感共享策略的超低功耗压电振动能量收集系统,并通过采用标准180 nm CMOS工艺,完成了压电能量收集系统的设计工作。仿真结果表明,bias-flip整流器分别在2 V和3 V开路电压激励下,输出功率分别达到了55.01 μW和111.59 μW,较传统全桥整流器,分别实现了6.40倍和4.48倍的输出功率提升。引入电感共享策略后,变换器的最大输出功率可达110.04 μW,相比于非电感共享策略,电感共享策略下变换器峰值输出功率提升了7.9%。与传统整流结构能量收集系统相比,本文提出的新架构体现出极大的优越性,在自获能无线传感场景下具有广泛的应用前景。

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