一种地铁车辆辅助电源用升压斩波电路设计

王文辉，宋 兵，彭 莎

(1.深圳地铁运营集团有限公司，广东 深圳 518400 ；2.中车长春轨道客车股份有限公司，吉林 长春130113；3.深圳市英威腾交通技术有限公司，广东 深圳 518108 )

随着我国轨道交通的快速发展，辅助电源逐渐朝着高性能、高效率和高功率密度变流器发展，因此为满足高频化要求[1-2]，为地铁车辆研制了135 kW高频辅助电源系统，如图1所示。

图1 地铁车辆用135 kW高频辅助电源系统框图

将输入变化的DC 1 000～2 000 V电源通过直流-直流变换器(DC/DC)单元转化为稳定的DC 640 V直流电，然后供后级逆变单元和充电机单元变换输出三相AC 380 V/50 Hz、单相AC 220 V/50 Hz和DC 110 V电源，为地铁列车交流和直流负载供电[3-4]。

由于输入电压等级高、变化范围宽和额定功率大，普通的斩波电路对开关器件的电压电流等级要求高，低频导致磁性器件质量和体积大。因此为最大化提高功率密度和工作频率，DC/DC单元采用图2所示的输入串联、输出并联的“升压变换器+谐振变换器(Boost+LLC)”两级结构，其中，Boost电路可满足宽范围电压输入及稳压，LLC电路实现调压与隔离[5-7]。本文中所述的是一种新型的升压斩波电路，交错输入串联Boost变换器不仅可大幅减小升压电感量和电压电流应力，且与后级LLC配合具有自然均压的特性。

图2 基于“Boost+LLC”两级结构的DC/DC单元原理图

1 升压斩波电路设计

1.1 交错输入串联Boost变换器

交错输入串联Boost变换器的原理图如图3所示，该拓扑由2个Boost变换器组合而成，这2个Boost变换器的电路参数一致，L1、L2为升压电感，C1和C2为输出支撑电容，且令电容值C1=C2=C。开关管V1、V2(V3、V4)并联,作为Boost变换器开关管可提高带载能力并减小电流应力。本设计的升压斩波电路采用输入串联方式，上下2个Boost变换器交错串联，相位错开180°。串联后的单个Boost变换器的输入额定电压相当于整个拓扑输入电压的一半，可减小电压应力。

Uin.输入电压；UC1.电容C1电压；UC2.电容C2电压。图3 交错输入串联Boost变换器的原理图

1.2 工作模态

为便于分析，令L1=L2=L/2(L为系统升压电感)，UC1=UC2=UC，f为开关频率，d为占空比。

当输入串联的2个Boost变换器开关管采用交错控制时，有d<0.5和d≥0.5 2种工况[2]，这2种工况下的工作模态有所不同，波形图如图4所示。

IL.电感电流；UL.电感电压。图4 输入串联Boost变换器波形图

1.2.1 工况1(d<0.5)

d<0.5时，具有4种工作模态。

(1) 工作模态1： V1、V2下管导通，V3、V4下管关断(t0～t1)。

V1、V2上管二极管截止，Boost变换器1的输出电容向负载放电，V3、V4上管二极管导通，升压电感储存能量，Boost变换器2的输出电容充电，每个升压电感上的电压为(2Uin-UC2)/2，电感电流线性上升，增加量为：

(1)

(2) 工作模态2：V1、V2下管关断、V3、V4下管关断(t1～t2)。

V1～V4上管二极管都导通，升压电感释放能量，2个Boost变换器的输出电容充电，加在每个升压电感上的电压为(2Uin-UC1-UC2)/2，电感电流线性减少，减少量为：

(2)

(3) 工作模态3：V1、V2下管关断、V3、V4下管导通(t2～t3)。

V1、V2上管二极管导通，V2、V3上管二极管截止，升压电感储能，Boost变换器1的输出电容充电，Boost变换器2的输出电容放电，加在每个升压电感上的电压为(2Uin-UC1)/2，电感电流线性上升，增加量为：

(3)

(4) 工作模态4：V1、V2下管关断，V3、V4下管关断(t3～t4)。

同工作模态2，V1～V4上管的二极管都导通，升压电感释放能量，2个Boost变换器的输出电容充电，加在每个升压电感上的电压为(2Uin-UC1-UC2)/2，电感电流线性减少，减少量为：

(4)

在电路稳态工作时，电感电流的增加量与减少量相等，则：

(5)

可得电压增益为：

(6)

1.2.2 工况2(d≥0.5)

d≥0.5时，4种工作模态与上文所述相同，此处不再赘述。同理可得，d≥0.5时的电压增益为：

综上，可知交错串联Boost变换器的输入、输出电压增益在d<0.5和d≥0.5时均一致。

根据上述分析，获得串联Boost变换器电感和电容充放电状态，如表1和表2所示，表中Boost变换器开关管状态“1”表示IGBT导通，“0”表示IGBT关断。

表1 串联Boost变换器电感和电容充放电状态(d<0.5)

表2 串联Boost变换器电感和电容充放电状态(d≥0.5)

2 变换器特性分析

2.1 电流脉动分析

在采用交错控制时，有d<0.5和d≥0.5 2种工况[8]。

d<0.5时，将式(6)代入式(1)，由于本系统输出电压UC恒定，因此用UC计算交错串联Boost变换器的升压电感电流脉动值，可得：

(7)

d≥0.5时，将式(6)代入下式，用UC计算交错串联Boost变换器的升压电感电流脉动值为：

(8)

未采用交错控制的普通Boost变换器的升压电感电流脉动值，用UC可表示为：

(9)

d=0.5时，式(9)的最大值为：

(10)

以式(10)为基准，d<0.5和d≥0.5时，交错串联Boost变换器的升压电感电流脉动标幺值为：

(11)

(12)

综上，交错输入串联Boost变换器交错控制时，升压电感电流脉动标幺值为：

(13)

而未采用交错控制方式时Boost变换器升压电感电流脉动标幺值为：

(14)

由式(13)和式(14)计算可得，采用交错控制时的升压电感电流脉动标幺值最大为0.25，是未采用交错控制时的1/4。也就是说，在开关频率相同情况下，若保持升压电感电流脉动值相同，采用交错控制时输入升压电感量可以减少到原来的1/4，电感体积和质量将大大减小。

2.2 升压电感分析

交错串联的Boost变换器主要技术参数见表3。

令2个升压电感的电感量均为L1=L2=L/2。

综合式(7)和式(8)，交错串联Boost变换器的升压电感电流脉动值ΔIL满足：

(15)

式中：Ts——开关周期，Ts=1/f。

(16)

式中：Po——功率。

由式(15)、式(16)可得升压电感量表达式：

(17)

当Boost变换器输出电压UC恒定时，由式(17)可作出升压电感量L与占空比d变化时的曲线图，如图5所示。

图5 满足20%脉动率的L与d的关系

由图5可知，升压电感值需满足L≥2.156 mH，即L1=L2=L/2≥1.1 mH，实际留有一定的裕量，定制电感L1=L2=1.27 mH的电抗器。

2.3 自然均匀特性

由图2可知，本文中的DC/DC单元由2个完全一样的“Boost+LLC”两级结构输入串联、输出并联组成。

由于上单元的LLC1和下单元的LLC2输出并联，即：

UC1=UC2

(18)

又由于上单元的Boost1和下单元的Boost2输入侧串联，即输入电流：

iin1=iin2

(19)

若上下2个Boost变换器的占空比均为d，则输出电流为：

io_boost1=(1-d)iin1=(1-d)iin2=io_boost2

(20)

Boost1和Boost2的输出功率为：

Po_boost1=UC1io_boost1

(21)

Po_boost2=UC2io_boost2

(22)

由式(18)和式(20)可知：

Po_boost1=Po_boost2

(23)

根据功率守恒可知：

Po_boost1=Uin1iin1

(24)

Po_boost2=Uin2iin2

(25)

式中：Uin1、Uin2——分别为Boost1和Boost2的输入电压。

因此，由式(23)～式(25)可得：

Uin1=Uin2

(26)

综上，2个模块实现了自动均压特性[9-10]。

3 仿真和试验

3.1 Simulink仿真

为验证上述分析和关键参数计算的正确性，在Simulink中，搭建输入串联、输出并联的“Boost+LLC”两级结构的DC/DC单元仿真电路，主要仿真参数与表3中一致，每个升压电感值为1.27 mH。交错串联和非交错串联Boost变换器仿真波形见图6。

由图6可知，采用交错串联时，升压电感电流纹波频率为开关频率的2倍，纹波值明显小于非交错串联时的值，符合理论分析。

图6 交错与非交错串联Boost变换器仿真波形

图7、图8分别为负载发生突变时的仿真波形和输入电压发生变化时的仿真波形。由图7和图8可知，在负载发生突变和输入电压发生变化时，输入串联Boost变换器输出的两路DC 1 100 V电压在无均压控制环的情况下保持自然均匀特性。

图7 负载发生突变时的仿真波形

图8 输入电压发生变化时的仿真波形

3.2 试验验证

最后在研制的135 kW地铁高频辅助电源平台进行试验验证。图9为同负载的交错和非交错串联Boost变换器的升压电感电流试验波形。

图9 同负载的交错和非交错串联Boost变换器的升压电感电流试验波形

由图9可以看出，采用交错控制时的纹波频率是非交错的2倍，电流纹波峰值是非交错时的约1/4，与分析一致。图10、图11为负载发生突变和输入电压发生变化时的试验波形。

由图10和图11可知，在负载突投、突切和满载135 kW网压突变试验中，交错串联Boost变换器输出的2路DC 1 100 V电压变化一致，保持自然均压的特性，与分析及仿真结果基本一致。

图10 负载发生突变时的试验波形

图11 输入电压发生变化时的试验波形

4 结束语

本文介绍了一种基于交错控制输入串联Boost变换器的辅助电源设计方案，减少了开关管的电压电流应力，减小了磁性器件的体积质量，降低了电感电流纹波，有利于实现辅助电源高频化、轻量化要求。同时采用输入串联、输出并联的结构可实现宽范围输入电压并保证了交错串联Boost电路保持自然均压的特性，最后通过仿真和试验验证了理论分析的正确性。