基于蝶形振子的可重构圆极化端射天线设计

孙盛涛 曹祥玉 高 军 杨欢欢

(空军工程大学信息与导航学院 西安 710007)

1 引言

随着无线通信的发展，各种平台对天线的性能要求越来越高。端射天线的主波束方向平行于天线所在的平面，具有定向辐射特性和低剖面特性，因此可以广泛应用在机载雷达探测系统、反辐射导弹等平台[1]。将端射天线和圆极化天线结合在一起，实现端射圆极化天线，可以克服载体姿态变化、电磁波多径反射以及电磁波的法拉第旋转效应，因此在通信、雷达探测、导航等领域，具有很好的应用价值。基于经典的磁电偶极子理论，将磁偶极子和电偶极子进行组合，文献[2–5]设计了工作在5.8 GHz ISM频段的单层单向端射圆极化天线单元。在此基础上，文献[6,7]通过将单元进行组阵，设计了双向和全向的端射圆极化天线阵列，增益大约1 dBi。文献[8,9]通过激励高次模和使用磁电偶极子阵列的方法，进一步提高了天线带宽。不同于传统的磁电偶极子组合方式，文献[10,11] 将SIW H平面喇叭和Vivaldi天线平行放置，在基板平面中产生两个正交极化，与SIW耦合器组合在一起提供具有90°相位差的相同馈电幅度，设计了一种工作于K波段的端射圆极化天线。文献[12–16]在毫米波频段设计了一系列的可用于5G通信的端射圆极化天线，多为非平面结构。文献[17,18]利用buteler矩阵和SIW设计馈电网络，将圆极化端射天线单元组阵，实现了多波束辐射。

当天线的极化方式固定时，天线只能辐射固定极化方式的波束，同时也只能接收相对应的波束。因此实现天线的极化方式可重构，可以降低电磁波多径效应产生的衰落，使天线工作在更加复杂的电磁环境中。文献[19–21]通过引入PIN二极管和直流电路，通过切换电偶极子的状态来改变圆极化的方式，分别设计了单向的和双向的极化可重构端射圆极化天线。目前，极化可重构的圆极化端射天线的设计方式较为单一，文献较少，进行深入研究具有一定的必要性。

基于此，本文设计了一款可重构的圆极化端射天线，通过加载MEM开关，使天线可以在左旋和右旋两种圆极化状态之间进行切换，实测结果表明，天线工作频段为11.24～11.83 GHz，端射方向增益均大于5.1 dBi，极化可重构性能得到证明。

2 天线设计与分析

2.1 天线结构

本文设计的天线共分为4部分，微带线馈电部分、H面SIW喇叭部分、蝶形振子部分以及MEMS开关，结构如图1所示。上层为金属贴片，中间为介质板，下层为金属地和贴片。金属材质为铜，电导率为σ=5.8×107S/m。采用F4B介质基板，厚度h=2.5 mm，介电常数为2.2，损耗角正切为0.001。上下两层金属之间的通孔间距为p=1.2 mm，通孔直径为d=0.6 mm。天线的顶层布局和底层布局一样，馈电部分介质上层为微带线，下层为金属地，通过微带线馈电。在蝶形振子和移相器之间加载4个MEMS开关S1，S2，S3，S4，控制天线的极化方式。

图1 天线结构

2.2 实现圆极化端射辐射的原理

两个幅度相等，相位差为π/2且相互垂直的线极化分量可以合成圆极化波。本文所设计的天线就是基于此原理，由H面喇叭天线和蝶形振子分别提供垂直极化分量和水平极化分量，通过调整移相器长度和振子宽度从而实现端射方向圆极化波的辐射。

当暂定天线上某一点为坐标系原点，观察天线的远场辐射波时，从不同的角得到的辐射场的相位可以绘制成一幅曲面图。这个曲面图代表了天线以该点作为辐射中心的相位方向图。若得到的相位方向图相对于任意方向的值都相等，则代表天线辐射波面表现为一个球面，该点即球面波的相位中心。喇叭天线的相位中心一般位于距口面一定距离Lc的喇叭内部，如图2(a)所示。

利用电磁仿真软件HFSS 14.0建立一个相对坐标系，改变相对坐标系的位置，使得在该相对坐标系中计算出天线的远区辐射相位方向图相对最平坦，则该相对坐标系最终的坐标原点即为所求相位中心。如图2(b)所示，给出了频率为 11.5 GHz、Lc=7.7 mm 时的电场相位方向图，由图可知，相位在端射方向的一定角度范围内几乎不变，故该天线的相位中心位于距喇叭口面7.7 mm处。通过调整移相器长度，可以使相位差满足∆ϕ=π/2。

图2 相位中心的确定

为了实现圆极化波束，还需要使垂直线极化和水平线极化满足幅度值相等这个条件。移相器不仅可以调节相位差，同时可以调节从喇叭口径到达蝶形振子的能量大小，从而进一步影响辐射分量。因此调整移相器长度，可以使天线两部分的辐射在远场相位差为90°左右。

2.3 实现圆极化可重构的原理

MEMS开关对极化方式的调控如表1所示。由于两对振子关于移相器对称，所以上下振子之间存在180°相位差，在远场产生的电场也存在180°相位差。因此当喇叭天线和振子的幅度相同，相位差为90°时，加载4个MEMS开关，通过控制其开断状态，来改变上下两层蝶形振子与移相器之间的连接状态，从而控制电流流向，最终使天线在远场区域产生不同的圆极化波，即左旋圆极化和右旋圆极化。天线工作在状态1和状态2时，蝶形振子上的电流分布以及电流路径示意图(t = 0)如图3、图4所示。利用电磁仿真软件HFSS 14.0来对天线的特性进行仿真计算，其中MEMS开关用金属贴片来代替。

图3 不同状态下振子工作时的表面电流分布(t = 0)

图4 两种状态下振子的电流路径示意图(t = 0)

表1 开关状态对极化方式的调控

2.4 天线主要参数对性能的影响

由天线工作原理可知，移相器长度L5对天线性能影响较大。移相器长度对端射方向电场相位和幅度影响如图5(a)、图5(b)所示，增大移相器长度，可以减小端射方向两个线极化分量rE(φ)和rE(θ)之间的相位差。移相器的长度主要对端射方向电场的rE(φ)分量的幅度和相位产生影响，对端射方向电场的rE(θ)分量的幅度和相位影响不大。当移相器长度增大时，端射方向电场幅度差先减小后增大，在L5=6 mm时最接近0，电场相位差在L5= 6 mm和8 mm时都比较接近90°，故而在L5=6 mm时轴比带宽最宽，如图5(c)所示。如图5(b)、图5(d)所示，增大移相器的长度，会减小端射方向电场水平极化分量rE(φ)的幅度，从而降低天线的增益。综合考虑，为了使端射方向两个线极化分量的幅度相等，相位差接近90°，且增益不会衰减过大，取移相器长度L5=6 mm。

图5 移相器长度对天线性能的影响

振子宽度对天线的影响如图6所示。当振子宽度Wdr=1 mm时，天线振子形状为矩形。振子宽度对天线的阻抗匹配影响不大，但对轴比有一定的影响。当振子形状从矩形变为蝶形时，端射方向幅度差先减小后增大，相位差接近于90°的频段向低频移动，相对应的轴比带宽向低频方向移动，与阻抗带宽重叠部分增大。继续增大振子宽度，会使得轴比恶化。因此，综合考虑，选择振子宽度Wdr=5 mm的蝶形振子来为天线提供水平线极化的辐射分量。

图6 振子宽度对天线性能的影响

结合八木天线的原理，为了提高增益，在天线末端加上引向器。引向器上可以耦合出电流，更好地引导能量向端射方向传播，从而提高增益。如图7(a)、图7(b)所示，加载引向器对天线端射方向的远场相位rE(φ)和rE(θ)影响不大，因此可以认为引向器对偶极子的耦合效应很弱，在该设计中可以忽略。同时使天线远场电场幅度rE(φ)增强，即加大了水平极化电场幅度，对天线远场电场幅度rE(θ)，即垂直极化电场幅度影响不大。如图7(c)、图7(d)所示，加载引向器有利于减小水平极化和垂直极化电场幅度差，进而使天线轴比带宽有所改善，但影响不大，引向器的主要作用是提高天线的增益。对引向器在天线上下两层加载和单层加载进行性能对比，综合考虑天线尺寸和性能，最终设计方案采用在天线末端上下两层对称地加载一对引向器，如表2。

表2 优化后的单元尺寸(mm)

图7 引向器对天线性能的影响

3 天线辐射特性

本文所设计的天线可以工作在左旋圆极化和右旋圆极化两种状态下，S11曲线、增益和轴比曲线如图8所示。仿真表明，在11.14～11.91 GHz频带范围内，天线的S11参数小于–10 dB，可以实现有效辐射，天线的谐振频点在11.5 GHz。当极化状态为左旋圆极化时，3 dB轴比带宽为11.24～11.89 GHz，当极化状态为右旋圆极化状态时，3 dB轴比带宽为11.25～11.94 GHz。仿真分析天线在工作频段内端射方向的增益曲线，在天线的有效频段内，端射方向增益均可以达到5.7 dBi以上。

图8 不同极化状态下天线的S11曲线、增益和轴比曲线

图9给出了天线在11.5 GHz两种极化状态下的3D辐射方向图，图10、图11给出天线在11.5 GHz的2维方向图。仿真结果表明，在开关处于状态1条件下，天线在yoz面的3 dB波束宽度为80°，在xoy面的3 dB波束宽度为29°。在开关处于状态2条件下，天线在yoz面的3 dB波束宽度为89°，在xoy面的3 dB波束宽度为29°。天线可以保持端射方向的辐射。

图9 天线在两种状态下11.5 GHz处的仿真辐射方向图

图10 状态1(LHCP)下的天线在11.5 GHz处的方向图

图11 状态2(RHCP)下的天线在11.5 GHz处的方向图

为了验证本文所设计天线的极化方式转换性能，取距离天线端射方向(+y)1/2波长处的辐射面，画出其在11.5 GHz时的电场矢量在1个周期内的分布情况。如图12、图13所示，在1个周期内，电场矢量在状态1下沿着顺时针方向旋转，在状态2下沿着逆时针方向旋转，电磁波沿+y轴传播。电场分布图表明不同开关状态下，该天线在远场区域分别辐射左旋圆极化波和右旋圆极化波，实现了两种圆极化方式的切换。

图12 左旋圆极化状态下11.5 GHz时的电场分布

图13 右旋圆极化状态下11.5 GHz时的电场分布

4 加工与实测

为了验证本文所设计天线的有效性，采用商用印刷电路板技术对本文所设计的天线进行了加工制造。本文采用的MEMS开关的模型是Radant公司型号为RMSW200HP的单刀单掷射频MEMS开关，在7～15 GHz频段内，插入损耗小于0.5 dB，回波损耗小于0.3 dB，端口隔离度大于17 dB。本文考虑到MEMS开关价格昂贵、加工难度大等因素，无论是仿真还是加工实测，均将其简化为金属桥结构，采用金属桥有无的方法来模拟MEMS开关的通断，简化了仿真模型，缩短了设计周期，这种方法在此类利用MEMS开关的文章中也很常见[22,23]。本文采用金属的有无来代替开关的通断，分别加工了左旋圆极化和右旋圆极化的两种极化状态下的天线，并进行测试验证。天线的实物和测试环境如图14所示。图15(a)为天线在两种状态下的反射系数S11测试和仿真曲线，实测结果表明，天线的阻抗带宽为11.24～11.98 GHz，和仿真结果基本相同。对比图15(b)中两种圆极化状态下天线在端射方向处增益和轴比的仿真和实测数值，在11.5 GHz处，天线实测增益和仿真增益分别为5.96 dBi和5.70 dBi。实测3 dB轴比带宽为11.24～11.83 GHz，阻抗带宽和3 dB轴比带宽的重叠部分为11.24～11.83 GHz。图16给出了天线在11.5 GHz下的归一化辐射方向图，测量结果和仿真结果基本一致。

图14 天线加工以及性能测试

图15 天线仿真和实测数据对比

图16 天线在11.5 GHz方向图的实测和仿真结果

5 结束语

本文提出了一种基于蝶形振子的平面端射圆极化天线，加载MEMS开关实现了左旋圆极化和右旋圆极化两种极化方式的重构。经过实际测量，该天线的阻抗带宽为11.24～11.98 GHz，3 dB轴比带宽为11.24～11.83 GHz，可以实现沿端射方向的辐射，端射方向增益大于5.1 dBi。在雷达、导航等领域具有一定的应用价值。