新跨接双极三电平子模块拓扑及其控制策略

张建坡，闫 语，田新成

（1. 华北电力大学 电气与电子工程学院，河北 保定 071003；2. 国网唐山供电公司，河北 唐山 063000）

0 引言

基于模块化多电平换流器的高压直流输电（MMC-HVDC）系统采用半桥型子模块级联结构，虽然相较于两电平和箝位型三电平电压源换流器型高压直流输电系统具有诸多优势，但在发生直流故障子模块闭锁后，半桥型子模块反并联二极管的续流效应将导致交流系统出现短路电流。在当前交流断路器动作时间较长和直流断路器成本较高及其技术不够成熟的条件下，利用换流站自身控制策略和自阻型子模块拓扑实现直流侧故障电流抑制，具有故障后系统恢复速度快的优点，特别适用于以架空线作为传输线路的大容量柔性直流输电领域［1-2］。

为了应对直流侧短路故障，文献［2-17］研究了多种具有直流故障闭锁能力的自阻型子模块拓扑。自阻型子模块拓扑的主要特点是闭锁后利用子模块电容充电，为二极管提供反向偏置电压，进而阻断桥臂电流达到故障发生后短路电流的抑制效果，如电容串联充电的全桥型子模块和单极全桥型子模块拓扑［2］、串联双子模块SDSM（Series Double Sub-Modules）拓 扑［3］、跨 接 三 电 平子模块CTLSM（Crossing Three-Level Sub-Module）拓扑［4］以及主动箝位T 型子模块拓扑［5］等。该类拓扑的优点是闭锁后能为二极管提供最大反向偏置电压，直流故障发生后短路电流抑制速度快，闭锁后内部电容不存在不均衡充电问题，但单位电平所需功率器件数量较多。为了解决该问题，在不影响直流故障发生后短路电流抑制能力的前提下，文献［6-17］研究了利用自阻型和半桥型子模块构成的混合拓扑，如文献［7-8］提出的（改进）全桥+半桥型子模块拓扑、文献［9］提出的开关电容型混合拓扑、文献［10-11，13］提出的混合双子模块HDSM（Hybrid Double Sub-Modules）拓扑以及文献［12］提出的经济型混合拓扑等。该类拓扑虽然减少了单位电平所需的功率器件数量，但同时存在桥臂电容不平衡充电问题，可能会对暂时性故障重新启动带来一定影响。虽然上述2 类拓扑都具有一定直流故障发生后短路电流抑制能力，但仍然存在3 个问题：①上述拓扑均采用子模块闭锁的方式实现直流故障发生后短路电流的抑制；②对于自阻型和半桥型子模块构成的混合拓扑［14］，直流故障导致子模块闭锁后，其内部存在电容不均衡充电问题；③尽管全桥+半桥型子模块拓扑构成的高压直流输电系统可以采用子模块非闭锁方式抑制直流故障发生后的短路电流［16］，但是故障抑制期间半桥型子模块长期处于旁路状态，受子模块内部取能电路影响，长时间闭锁和旁路可能导致储能电容电压降低和发散问题［18］。

本文针对MMC-HVDC 发生直流故障后短路电流的抑制问题，借鉴现有自阻型子模块拓扑的优点，首先研究一种新跨接单极三电平子模块NCUTLSM（New Crossing Unipolar Three-Level Sub-Module）拓扑，在保证直流故障发生后子模块闭锁功能前提下，解决混合拓扑不平衡充电问题。同时为了消除自阻型子模块闭锁模式可能对换流站和交流电网造成的不利影响，在此基础上设计一种新跨接正、负极三电平子模块拓扑，以减少全桥型双极子模块拓扑所需功率器件数量，并研究其电容电压均衡问题和非闭锁控制策略，改善其直流故障发生后短路电流的穿越能力。

1 新跨接三电平子模块拓扑设计

1.1 NCUTLSM拓扑设计

SDSM 及NCUTLSM 拓扑结构示意图分别见附录A 图A1（a）、（b）。当SDSM 闭锁后桥臂电流i＜0时，箝位开关T5两端电压为UC1+UC2（UC1、UC2分别为电容C1、C2两端电压），T5所承受反向电压是子模块内部其他功率器件的2 倍。虽然从器件电压裕度角度考虑，暂时过电压可能不会对功率器件造成损害，但从安全性角度考虑，过电压会带来一定影响。一种解决方案是将T5等效为2 个绝缘栅双极型晶体管（IGBT）串联；另外一种解决方案是采用主动T 型拓扑［5］，该方案的优点是保证SDSM 闭锁后输出最大的反向电压，但功率器件成本和损耗也相应增加。通过对SDSM 拓扑的电流路径进行分析，将二极管D6阳极联结于点c、阴极联结于点a，闭锁后输出的电压为UC1，此时T5两端电压为UC1；将二极管D7阳极联结于点d、阴极联结于点b，闭锁后输出的电压为UC2，此时T5两端电压为UC2。上述方案可解决T5过电压问题，但同时也存在电容电压不均衡充电的问题。如果同时保留2 条闭锁路径ca、bd，则形成NCUTLSM拓扑，实现SDSM闭锁后电容电压并联输出。

1.2 新跨接双极三电平子模块拓扑设计

NCUTLSM 拓扑虽然可以抑制直流系统的故障电流，但是无法应对交流系统发生故障的情况。为实现子模块非闭锁抑制，子模块必须具备正、负电平下双向电流输出能力。NCUTLSM 通过闭锁T5，借助D6、D7实现单向负电平输出。如果将NCUTLSM拓扑中的D6、D7分别替换为双向可控开关T6、T7构成新跨接双极三电平子模块（NCBTLSM）拓扑，则能实现正、负电平下桥臂电流双向输出。NCBTLSM 拓扑结构见附录A 图A2（a）。正常运行时，T6、T7闭锁，T5处于常通状态，此时NCBTLSM 拓扑等效为2 个半桥型子模块，输出电平u0为UC1、UC2、UC1+UC2和0。当T5—T7全部闭锁时，根据桥臂电流方向，类似箝位双子模块CDSM（Clamping Double Sub-Modules）拓扑，NCUTLSM 的 输 出 电 平 为UC1+UC2或-UC1//C2。此时，T5闭锁改变了子模块间的串联关系，无法输出负电平-（UC1+UC2），负电平-UC1、-UC2的输出路径分别如附录A图A2（b）绿色、红色虚线所示。

1.3 所提NCBTLSM拓扑设计

虽然上述方案增加了2 个IGBT，但负电平输出受T5闭锁的影响，不能输出负电平-（UC1+UC2），最大负电平输出数量为NCBTLSM 拓扑中子模块数量。为降低功率器件数量，可去掉NCBTLSM 拓扑中的T6或T7，以去掉T7为例，本文所提NCBTLSM 拓扑如图1（a）所示。对于电容C1所在子模块，由于T6的存在，其负电平输出不受影响，其输出负电平时电流路径如图1（b）路径①所示，可实现双向输出；对应电容C2所在子模块，其输出负电平时电流路径如图1（b）路径②（D3→C2→D7→D2）所示，仅能实现单向输出。因此所提NCBTLSM 拓扑中输出负电平时的电流路径包含双向路径①及单向输出路径②。当电流正向流通时子模块的输出电压为-UC1//C2，即电容C1、C2并联，可消除负电平电压输出期间电流正向流通所导致的内部电容电压不均衡充电问题。所提NCBTLSM拓扑开关逻辑如表1 所示。表中，T1—T6分别为开关器件T1—T6通断信号，其值为1 表示开关器件导通，其值为0表示开关器件关断。

图1 所提NCBTLSM拓扑及其输出负电平时的电流路径Fig.1 Topology of proposed NCBTLSM and current paths under its output negative level

表1 所提NCBTLSM拓扑开关状态Table 1 Switch states of proposed NCBTLSM

正常工作（模式1—7）时T1—T4两端反向电压为电容电压，只需考虑T5、T6两端反向电压问题。正电平输出期间，T5处于常通状态，T6两端电压为UC1；负电平输出期间，T6处于常通状态，T5两端电压为UC1。因此不论正电平输出还是负电平输出都不存在过电压问题。本文所提NCBTLSM 拓扑与全桥型双极子模块拓扑中功率器件的耐压水平相同，将所提拓扑与其余2种双极子模块拓扑进行比较，如表2所示。本文所提NCBTLSM 拓扑正常运行期间，由于其导通路径中IGBT功率器件的数量与全桥+半桥型子模块拓扑中相同，二者具有相同导通损耗。

表2 3种双极子模块拓扑结构比较Table 2 Comparison of three kinds of bipolar sub-module topology structures

2 所提NCBTLSM 拓扑正、负电平输出特性分析

不同于传统电网换相换流器型高压直流输电（LCC-HVDC），MMC-HVDC 的直流电流具有双向流通特点，正常运行一般不需要负电平输出，改变直流电流方向即可实现潮流反转。负电平输出主要考虑过调制运行以及降直流电压运行2种情况。

2.1 过调制运行下所提拓扑负电平输出特性

正常运行时，为降低功率损耗，需提高交流电压幅值，降低电流，此时模块化多电平换流器（MMC）运行于过调制状态。图2 为MMC a 相桥臂等效电路。图中：ia、ua分别为MMC a 相阀侧交流相电流、相电压；ia1、ia2分别为a 相上、下桥臂电流；idc、udc分别为直流电流、电压。上、下桥臂电压可分别用受控电压源k1uce和k2uce表示（k1、k2分别为上、下桥臂投入子模块数量，k1+k2=N，N为每相桥臂子模块数量；uce为子模块电容电压额定值）。

图2 MMC a相桥臂等效电路Fig.2 Equivalent circuit of phase-aarm bridge of MMC

假设正常运行时调制度m=1，根据桥臂电压、阀侧交流电压和直流电压关系，桥臂输出正电平最大数量N+、负电平最大数量N-分别见式（1）、（2）。

式中：λac为交流过压系数。

2.2 降直流电压运行下所提拓扑负电平输出特性

MMC-HVDC 系统降直流电压运行存在于如下2种场景：①考虑天气恶劣情况下，架空线路间绝缘降低可能导致直流侧短路故障，采用降直流电压运行可减少故障发生；②当出现直流故障时将直流输出电压控制为0 可实现直流故障非闭锁抑制。同样根据交、直流电压关系，桥臂输出正电平最大数量N′+、负电平最大数量N′-的表达式分别见式（3）、（4）。

式中：λdc为直流电压降压系数。

上述分析以满足交流电压在合理波动范围内所需输出的最大负电平为约束条件进行考虑，而MMC-HVDC 系统正常运行的关键之一是电容电压波动必须处于一个合理范围。对于单极子模块（如半桥型子模块），电容电压稳定的必要条件是桥臂电流双向变化，即工作过程中电容进行周期性充、放电。实际运行中，交流电压上升或直流电压下降可能导致交流电流降低。根据式（5）所示a 相上桥臂电流ia1，当交流、直流电流满足式（6）所示约束条件时，桥臂电流单向变化，单极子模块电容受桥臂电流影响将始终进行充电或放电，不能保持电压稳定。

式中：I为MMC a 相阀侧交流相电流有效值；ω、θ分别为交流系统角频率和初相角。

2.3 所提拓扑在2种运行方式下输出特性对比

假设系统以单位功率因数运行时，MMC 过调制运行或降直流电压运行中保持直流电流不变。结合式（6）所示直流电流约束条件，当交流电压增加至额定值的2 倍时，桥臂电流单向变化。由于实际运行中不可能出现该工况，过调制运行可以不考虑电流方向，所需子模块数量的计算方式参考式（1）。过调制运行下MMC a 相阀侧交流相电流有效值的表达式见式（7）。

同样结合式（6）所示直流电流约束条件，当桥臂电流单向变化时λdc≤0.5，此时直流电压的输出范围为［0.5udc，udc］，桥臂电流保持双向变化，对应输出的负电平数量范围为［0，0.25N］；而当直流电压的输出范围为（0，0.5udc）时，桥臂电流单向变化，此时投入子模块必须具有正、负电平输出能力。

为抑制直流侧短路故障，将直流电压控制为0，根据式（4），所需负电平最大数量为0.5N，所提NCBTLSM 拓扑输出负电平数量恰好满足交流电压在合理范围内波动的要求。故所提NCBTLSM 无论处于降直流电压运行区间［0.5udc，udc］还是处于直流故障抑制阶段（udc=0），负电平数量都能满足要求。同时在降直流电压运行区间［0.5udc，udc］，桥臂电流双向变化；而对于直流故障抑制阶段，由于直流电流为0，桥臂电流理论上为阀侧交流电流，周期性变化，也不存在电流单向变化情况，此时所提拓扑也满足电容电压均衡条件。

3 直流故障期间所提NCBTLSM 非闭锁控制策略

所提NCBTLSM 拓扑正常运行时可等效为2 个半桥型子模块拓扑串联，控制系统与传统半桥型MMC 无区别。根据图2（a），由于其拓扑结构中存在T6，模式5、7中0电平和1电平的输出存在冗余路径，电容C1、C2存在并联通路，子模块具有内部电容均压特性，故仅需对一半子模块电容电压排序。由于D7具有单向导电性，当T6导通时，子模块内部只能实现C1向C2充电，保证UC1＞UC2是子模块内部2 个电容能够实现自均压的前提。正常工作期间，为满足UC1＞UC2，当桥臂电流为正时，T1、T3、T5导通，C1充电；当桥臂电流为负时，T1、T4、T6导通，C2放电。本文采用电容电压均衡控制策略，其流程图见附录A图A3。

由于半桥型子模块不能输出负电平，全桥+半桥型子模块混合拓扑需要考虑故障抑制期间内部电容电压均衡问题。为解决此问题，可以采用谐波注入法，使桥臂电流双向变化，进而实现电容电压平衡［19］，但需要谐波指令值计算及附加控制环节。虽然所提NCBTLSM拓扑负电平输出特性与全桥+半桥型子模块拓扑最接近，但由1.2 节分析可知，由于其拓扑结构中多出1 条电流输出路径②，从而能够保证直流故障抑制期间子模块内部电容电压均衡，避免采取额外均压控制算法。

图3 直流故障期间所提NCBTLSM控制框图Fig.3 Control block diagram of proposed NCBTLSM during DC fault period

对于零直流电压控制，由于故障期间直流电压理论为0，参考文献［18］中双晶闸管旁路子模块拓扑，此时图2 所示直流侧故障回路中电阻和电感元件所在支路构成一个近似的电阻-电感一阶电路，根据其响应特性，直流电流以指数规律衰减，衰减时间受初始故障电流和电路时间常数的影响。为了加快直流故障电流抑制速度，借鉴传统直流输电故障抑制思想，采用零直流电流控制，使MMC 输出负电平，吸收故障回路能量。

4 仿真分析

在PSCAD／EMTDC 中搭建了双端MMC-HVDC仿真模型，系统参数见附录A 表A1。直流侧两极短路故障点与两端换流站的距离为50 km，持续时间为0.5 s，在1.0 s时发生两极短路故障。

4.1 过调制及降直流电压下所提拓扑运行特性分析

设正常运行时调制度为0.9，根据附录A 表A1中系统参数，可以计算出系统所需最大正电平数量为19 个（即为每相桥臂子模块数量）。不考虑冗余配置，桥臂输出正电平数量上限为20 个，此时调制度为1（若配置有冗余模块则可以继续增加调制度）。为了不超出MMC 运行范围，在1.5 s 时交流电压幅值调整为额定值的1.1倍，此时输出正电平数量范围为［0，20］个，而负电平为0。过调制运行下所提NCBTLSM 输出特性如图4 所示。由图可知，a 相桥臂输出正电平数量Na在［0，20］个之间变化，与理论分析相符。

图4 过调制运行下所提NCBTLSM输出特性Fig.4 Output characteristics of proposed NCBTLSM under over-modulated operation

降直流电压运行下所提NCBTLSM 输出特性如图5 所示。设在2.5 s 和3.5 s 直流电压分别降低至320 kV 和240 kV，如图5（a）所示。由于直流电压降低而交流电压幅值保持不变，根据式（3）、（4），当直流电压降低至320 kV 时，桥臂输出的最大正、负电平数量分别为18、2 个；当直流电压降低至240 kV时，桥臂输出的最大正、负电平数量分别为16、4 个。由图5（b）可知，计算结果与仿真结果相符。

图5 降直流电压运行下所提NCBTLSM输出特性Fig.5 Output characteristics of proposed NCBTLSM under DC voltage decrement operation

4.2 子模块自均压特性分析

图6 为所提NCBTLSM 内部2 个电容电压波形。由图可知：当仅投入1 个子模块时，由于充电时优先投入C1，存在UC1＞UC2的情况；而当子模块处于旁路时，2 个电容并联，电压相等保持不变。虽然本文仅针对一半电容的电压进行排序，但子模块内部电容电压处于合理的波动范围，达到了子模块内部电容电压均压效果。

图6 子模块内部电容电压波形Fig.6 Voltage waveforms of interior capacitors in sub-module

4.3 直流故障期间子模块闭锁特性分析

直流故障期间，在桥臂直流电压作用下续流二极管反向偏置截止，直流电流为0，各子模块闭锁。直流故障期间子模块闭锁特性分析的仿真结果如附录A 图A4 所示。由于直流闭锁时所提NCBTLSM 电容并联充电，各子模块电容电压波动趋势一致，具有CDSM 特点，如图A4（a）所示。由于HDSM 内部电容不均衡充电，直流闭锁时内部电容电压不平衡，如图A4（b）所示。由于SDSM 双电容串联充电，而所提NCBTLSM 双电容并联充电，HDSM 单电容充电，SDSM 的抑制效果最好，如图A4（c）所示。虽然桥臂等效电容数量相同，但由于HDSM 单电容充电，其电容电压高于所提NCBTLSM，因而所提NCBTLSM 的抑制效果略优于HDSM。

图7 为采用零直流电压控制和零直流电流控制下直流故障期间子模块非闭锁情况下仿真结果。故障期间利用子模块正、负电平下双向电流输出能力，实现直流故障电流抑制，避免子模块闭锁，此时直流电流、电压波形分别如图7（a）、（b）所示。由图可知，在直流故障期间子模块非闭锁情况下，由于在1.0 s时系统直流侧输出负电平，子模块主动吸收故障回路中能量，此时采用零直流电流控制时子模块的抑制速度要优于零直流电压控制。同时子模块可向交流电网提供一定无功功率，如图7（c）所示。对于全桥+半桥型子模块混合拓扑，在负电平输出期间，半桥型子模块由于不能够输出负电平而必须处于旁路状态，而所提NCBTLSM 内部2 个电容处于周期性充、放电状态，直流故障期间电容电压处于合理的波动范围，如图7（d）所示。

图7 所提NCBTLSM直流故障期间子模块非闭锁情况下仿真结果Fig.7 Simulative results of proposed NCBTLSM under non-blocking condition during DC fault period

5 结论

本文针对混合子模块闭锁时电容不平衡充电和串联型拓扑单位电平所需功率器件较多的问题，研究了一种NCUTLSM。然后针对子模块闭锁对换流站和交流电网造成的不利影响以及全桥型子模块拓扑功率器件较多的问题和全桥+半桥型子模块混合拓扑直流故障抑制期间内部电容不均衡充电的问题，在NCUTLSM 拓扑的基础上设计了一种NCBTLSM 拓扑，其具有正、负电平下双向电流输出特性。分析了过调制运行和降直流电压运行对NCBTLSM 输出电平极性要求，并设计了子模块非闭锁控制策略，最后验证了所提NCBTLSM 拓扑结构及控制策略在过调制和降直流电压运行期间的运行优势，以及对故障期间直流电流抑制的有效性。

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