高可靠性非隔离型五电平并网逆变器拓扑与控制

2022-03-12郭小强吴卓群卢志刚华长春

电力系统自动化 2022年5期

郭小强，吴卓群，骆然，卢志刚，华长春

（燕山大学电气工程学院，河北省秦皇岛市 066004）

0 引言

并网逆变器作为连接光伏系统和电网的关键环节，受到工业界和学术界的广泛关注［1］。光伏系统通常使用工频变压器实现电网电压匹配和电气隔离。然而，工频变压器增加了光伏系统的重量、体积和成本，降低了系统效率［2］。因此，非隔离型光伏并网逆变器成为研究热点［3-4］。

实际应用中，非隔离型光伏系统存在接地共模漏电流，影响系统安全性和可靠性。为了解决该问题，国内外学者开展了相关研究并取得了积极进展［5-6］。其中的多电平类非隔离型逆变器在开关应力和输出波形质量上具有明显优势［7-11］，且适用于中压或高压系统。文献［12］提出一种新型高效非隔离型多电平拓扑结构，该拓扑结构可实现无直流电注入电网，从而消除漏电流，但其只具有三电平输出能力且需要2 个直流源，故需要考虑直流电压不平衡问题。文献［13］提出了一种新型五电平非隔离型光伏逆变器，具有良好的漏电流抑制能力。该电路通过2 个飞跨电容电压差异实现多电平输出，但其使用前馈控制策略实现飞跨电容电压平衡，控制策略较为复杂。文献［14］提出了一种新型双T 型拓扑，该拓扑结合特定谐波消除脉宽调制（selective harmonic eliminated pulse width modulation，SHEPWM）解决了传统有源中点钳位逆变器无法升压的问题且实现了多电平输出，但未实现漏电流抑制。基于H 桥的六开关逆变器具有高效率、低漏电流和无需分裂电容器的特点，文献［15］提出了一种基于H 桥的六开关的新型拓扑——零电压状态整流 H 桥逆变器（H-bridge zero-voltage state rectifier，HB-ZVR），具有半导体器件利用率高、效率高及漏电流小的优点，但其不具备多电平输出能力且直通问题在此电路中尤为明显。文献［16］提出了一种改进的不对称T 型五电平H 桥（asymmetrical T-type five-level H-bridge，5L-T-AHB）逆变器单相拓扑，由2 个分支组成，即1 个常规H 桥分支和1 个T 型分支。通过载波层叠调制实现多电平输出，因其固有的H 桥结构，存在桥臂直通可能。文献［17］提出的开关升压双T 型五电平逆变器包含1 个升压模块和1 个双T 型单元，可实现多电平输出及漏电流抑制，但其开关器件数量过多，相应的定频无差拍连续电流控制（dead-beat continuous current control set，DB3CS）策略也十分复杂。文献［18］提出了一种含飞跨电容、基于H 桥的有较强漏电流抑制能力及多电平输出能力的逆变器，采用载波移相调制，较容易实现，但固有的H 桥结构使桥臂存在直通的可能，可靠性不高。文献［19］在文献［18］的基础上，改变电路拓扑结构，使用单传感器实现了飞跨电容均压，但仍存在桥臂直通的可能。文献［20-21］提出基于开关电容的多电平逆变器，采用峰值电流控制策略，可实现漏电流抑制且使用器件较少，但开关电容电路存在固有缺点，电容充电阶段可能导致输入电流断续，且浪涌电流对电路中器件保护提出了更高要求，可靠性不高。

为解决上述问题，本文提出一种高可靠性五电平非隔离型逆变器，所提逆变器同时具有多电平输出、漏电流抑制及防直通能力。该拓扑中仅通过6 个开关器件即可实现逆变器五电平输出，对比其他具有五电平输出能力的逆变器拓扑，本拓扑使用了较少的有源与无源器件，降低了成本，提高了功率密度。相较于其他多电平电路，本电路的正半周期漏电流消除及负半周期漏电流抑制能力较为突出。同时，本电路具有防止桥臂直通能力，提高了逆变器运行的可靠性与安全性，而防直通能力是多数多电平逆变器不具备的良好特性。此外，文中利用一维矢量调制协调控制逆变器6 个开关输出五电平电压并实现飞跨电容电压平衡，最后进行了实验验证。

1 新型非隔离型五电平逆变器拓扑分析

该逆变器共有8 种工作模态，图2 给出了正半周期的4 种模态，简要说明如下：

模式1：开关S1、S2和S6导通。在正半周期，开关S6以工频工作，它将在4 种工作模态下一直保持导通状态。此时，桥臂电压Vab等于直流输入电压Vdc，如图2（a）所示。

模式2：S2关断，开关S1和二极管D1导通，此时电容Cf1充电。桥臂电压Vab为Vdc/2。对应电路工作模态如图2（b）所示。

模式3：S1关断，开关S2和二极管D2导通，此时电容Cf1放电，桥臂电压Vab仍为Vdc/2，对应电路工作模态如图2（c）所示。

图2 逆变器工作模态Fig.2 Operating modes of proposed inverter

模式4：开关S2关断，此时电感电流流过S6、D1和D2，构成放电回路。因此，桥臂电压Vab为0，对应电路工作模态如图2（d）所示。

逆变器中由于采用了飞跨电容，可以产生2 个额外的电平，即Vdc/2 和−Vdc/2，且每个飞跨电容两端电压保持在Vdc/2。因此，逆变器拓扑可在交流侧产生5 个输出电压（Vo）电平，即Vdc、Vdc/2、0、−Vdc和−Vdc/2。

2 系统调制策略

为了实现逆变器中6 个主动开关的协同运行，需要采用适当的调制策略。本文采用一维空间矢量调制［22］，开关状态矢量图如附录A 图A1 所示。

一维空间矢量调制根据参考电压和特定开关周期内的开关顺序计算逆变器每个开关的作用时间，与传统二维空间矢量调制不同。传统空间矢量调制包含复杂的数学计算，需要经过大量计算处理得出相应的开关状态。而一维空间矢量调制原理简单，如附录A 图A1 所示，具体实现步骤如下：首先，确定所有矢量状态（开关状态）下的输出电压及开关序列；其次，通过标准化参考电压确定输出电压等级Lk（k=0，1，2，3，4），并计算开关的作用时间；最后，根据逆变器的开关序列表选择合适的矢量状态。

表1 所示为逆变器开关序列、矢量状态、输出电压及电压等级。5 个不同的输出电压分别为Vdc、Vdc/2、0、−Vdc/2、−Vdc，对应于5 个输出电压等级Lk（k=0，1，2，3，4）。由于开关S5和S6的功能是改变交流侧的电流方向，因此在基频的正（负）半周期内须使开关S6（S5）导通。因此，矢量状态变成表1 所示的8 种状态。

表1 输出电压与开关状态的关系Table 1 Relationship between output voltage and switching states

由表1 可知，1 级和3 级各有2 个冗余矢量状态。1 级冗余矢量状态为1A（100001）和1B（010001），2 个冗余矢量状态产生相同的输出电压Vdc/2，但开关导通和关断情况不同。对于3 级，2 个冗余矢量状态为3A（001010）和3B（000110），对应不同开关导通和关断状态，产生相同的电压−Vdc/2。

表2 总结了不同矢量状态下飞跨电容电压变化以及飞跨电容电流ic1和ic2的方向。如图1 所示，Cf1和Cf2是2 个桥臂中的飞跨电容，其电压由Vc1和Vc2表示。如表2 所示，级别4、2、0 对Vc1和Vc2没有影响，而级别3（冗余开关状态3A 和3B）和级别1（冗余矢量状态1A 和1B）对Vc1有影响，具体取决于所选矢量和流经飞跨电容电流方向。例如，对于级别3，如果采用冗余矢量状态3A，则ic1＞0 且电容Cf1被充电，如图2（b）所示；如果采用冗余矢量状态3B，此时ic1＜0，电容Cf1将放电，如图2（c）所示。因此，利用冗余矢量状态可以实现飞跨电容电压平衡。

图1 六开关五电平光伏逆变器拓扑Fig.1 Topology of five-level photovoltaic inverter with six switches

表2 开关状态对飞跨电容的影响Table 2 Influence of switching states on flying capacitor

3 飞跨电容电压平衡控制

图1 拓扑中各飞跨电容电压期望值为Vdc/2，可通过式（1）计算飞跨电容的电压偏差值。

式中：Vci（i=1，2）为飞跨电容电压；ΔVci为飞跨电容电压与期望电压的偏差。为了控制电容电压平衡，ΔVci须控制为接近0。当ΔVci＞0 时，选择能降低电容电压的矢量状态；当ΔVci＜0 时，矢量状态选择使飞跨电容充电的矢量状态。例如，假设逆变器输出电压为1 级，电容器电压Vc1偏差为正（ΔVci＞0），此时需要选择使飞跨电容放电并使ic1＜0 的矢量状态1B（放电状态）以降低Vc1。同理，选择矢量状态1A（充电状态）在ΔVc1＜0 时增大Vc1。

图3 为飞跨电容电压平衡控制流程图，具体为：1）采用一维空间矢量调制方法确定输出电压等级Lk；2）电压偏差ΔVci按式（1）计算；3）根据表2 及以上分析确定冗余矢量状态限制ΔVci为0；4）通过数字信号处理器（DSP）产生开关驱动信号。图3 中a为根据参考电压Vref进行标准化的数值，E=Vdc/2，t1为有源矢量作用时间，t2为零矢量作用时间，Tz为开关周期，s1～s6表示开关S1～S6的状态值。

图3 飞跨电容电压平衡控制流程图Fig.3 Flow chart of voltage balancing control of flying capacitor

4 接地共模漏电流分析

非隔离光伏系统中，光伏板与地面之间存在寄生电容且不可忽略，电容两端共模电压的高频变化会产生较大共模漏电流，严重影响系统运行的安全性。逆变器漏电流分析模型如图4 所示，其中P和N分别表示光伏阵列正极和负极的点，n表示交流侧负极的点，Cpv为光伏板与地之间的寄生电容，Zg为电网接地阻抗。寄生电容Cpv两端共模电压为ucm，流过其的电流为共模电流icm。共模电压变化率与寄生电容值决定漏电流大小，即

图4 共模漏电流分析示意图Fig.4 Schematic diagram for analysis of common-mode leakage current

图4 中，由于开关S5和S6以半个工频周期动作，直流侧与大地间的寄生电容（Cpv）直接与交流侧大地相连接，使寄生电容与接地阻抗被短路，极大程度地降低了共模电压的高频分量，从而降低了共模电流icm。

电路工作模态较多，且各模态等效电路有较大差异，故无法使用某一特定漏电流模型表征本电路。实际中，寄生电容电压会随逆变器8 种工作模态改变，因此需通过漏电流建模方法［23］依次得出逆变器高频漏电流电路模型并进行分析。

正半周期电路4 种工作模态如图5（a）和（b）所示，桥臂连接点a与光伏阵列负极N间的电压VaN在不同模态切换时发生高频变化，例如当模态1向模态2 或模态3 切换时，VaN在Vdc与Vdc/2 之间高频跳变。光伏板负极与交流侧负极直接连接，寄生电容Cpv与接地阻抗Zg被短路，两端电压始终为零。

图5 高频电路模型Fig.5 High-frequency circuit model

正半周期电路模型表达式为：

式中：sL1为电感阻抗；1/（sCpv）为电容阻抗；ug为电感电压；Icm为回路漏电流。

式（3）与式（4）为拉氏域中的回路关系式，根据两式可知高频变化电压VaN不影响漏电流大小，且共模电流为零。逆变器工作在正半周期时，系统漏电流被消除。

负半周期电路4 种工作模态如图5（c）和（d）所示，桥臂连接点b与光伏阵列负极N间的电压VbN在不同模态切换时发生高频变化，例如当模态5向模态6或模态7切换时，VbN在0与−Vdc/2 之间高频跳变。光伏板负极与交流侧正极连接，4 种工作模态中的寄生电容与接地阻抗两端电压被钳位为电网电压。

负半周期电路模型表达式为：

根据式（5）与式（6）可知，高频变化电压VbN不影响漏电流大小，且漏电流大小与电网电压频率（50 Hz）相关，故此时漏电流很小。逆变器运行在负半周期时，系统漏电流得到有效抑制。

5 逆变器功率回路参数设计

式中：ma为调制度。附录A 图A2 所示为不同调制度下电感电流纹波因子（ΔIfactor）的值。

综合考虑电感尺寸与纹波大小，选取最大电感电流纹波为额定输出电流的10%～20%。按电感电流纹波因子最大时，即输出电流纹波因子为0.25时计算滤波电感。本文样机开关频率fs为10 kHz，设计额定电流为6 A，根据式（14）选取滤波电感为1 mH。

6 系统对比评估

表3 所示为不同非隔离型五电平逆变器的对比，其中大部分逆变器需要8 个以上开关及其驱动电路实现五电平输出，而本文提出的逆变器仅需要6 个开关实现五电平输出。系统运行时大部分逆变器导通器件数量为4 个及以上，而本文提出的逆变器导通器件为3 个，减小了逆变器通态损耗。此外，大部分逆变器属于桥式结构，存在桥臂直通风险，而本文提出的逆变器不存在桥臂直通风险，提高了系统可靠性。

表3 不同五电平并网逆变器对比Table 3 Comparison of different types of different types of five-level grid-connected converters

7 实验验证

为了验证本文所提方案的有效性，搭建了硬件实验测试平台，如附录A 图A3 所示，平台中包含逆变电路与控制电路，辅助电源为控制电路供电，直流电源模拟光伏电池板，逆变器通过单相自耦调压器升压（150 V∶311 V）接入电网。逆变器的参数如下：直流母线电压为200 V，开关频率为10 kHz，飞跨电容为220 μF，滤波电感为1 mH，并网电流为6 A，数字控制采用TMS320F28335 DSP 和XC6SLX9-2TQG144C FPGA 实现。

附录A 图A4（a）为逆变器输出五电平桥臂电压Vab波形、经滤波电容后的输出电流Io及飞跨电容电压Vc1、Vc2波形，其中飞跨电容电压值为100 V，和理论分析值一致（直流母线电压的1/2）。图A4（b）为逆变器输出电压、电流波形及电感电压波形。图A4（c）为开关S1和S2两端电压波形，和理论分析一致，开关管电压应力明显降低，约为1/2 直流母线电压。

为了验证本文所提电容电压平衡控制方案的有效性，在非并网的情况下进行了动态实验，实验时逆变器输出端接滤波电容用于滤除电流高频分量。动态实验结果如图6 所示，系统调制度由0.75 动态调整至0.5 后桥臂电压Vab电平数量发生变化，输出电流Io幅值降低，飞跨电容电压Vc1、Vc2仍保持平衡，验证了所提方法的有效性。

图6 动态实验结果Fig.6 Results of dynamic experiments

图7 为系统共模电压与漏电流实验波形，其中Ig为电网电流。文献［30］提供了较为全面的共模电压及漏电流测量方法，本文参考文献［30］的测试方法，通过在直流侧负极及交流侧负极间串联100 nF 电容模拟对地寄生电容，进行漏电流特性测试。串联电容端电压及流过其电流的实验波形与理论分析一致，电容端电压VNn正半周期为0，负半周为电网电压，不含高频分量，回路漏电流Icm很小，验证了系统具有良好的漏电流抑制能力。