基于移相控制的并联谐振型非接触供电系统设计＊

2022-03-11袁观娜颜翠翠柳美平

自动化技术与应用 2022年2期

袁观娜,杨燕,李秋,颜翠翠,柳美平

（西安思源学院，陕西西安710038）

1 引言

并联谐振型非接触电能传输能够有效解决滑动摩擦、电线连接等多种不便因素，适用于电子产品、生产车间、医疗设备等众多领域。因此，设计有效的非接触供电系统具有重要的现实意义。

目前，非接触供电技术研究较为成熟，供电系统主要采用四线圈模式，将电磁辐射式或磁场祸合式作为无线供电的传输机理，通过线圈的自身电谐振实现中等距离的电力传输，且传输功率和效率都能够达到指定要求。王帅等人详细分析了并联谐振供电的传输机理，利用电路理论描述了频率分叉和阻抗匹配等现象，并阐述了线圈结构对供电设备的影响。根据不同工作频率和传输距离的要求匹配线圈结构和线圈直径，同时在二线圈结构和四线圈结构的基础上设计了蜂窝式结构线圈，将小线圈的蜂窝布局作为发射单元，在多维化方向中，实现无线电能传输[1]。唐酿等人以磁谐振祸合为基础，设计了立方体形谐振器，在供电系统中植入该供电装置，该装置的接收线圈为PCB 片上线圈，得到三维方向传输的多内嵌中继线圈结构，打破了单发单收传输线圈的布局，实现非接触电能空间自由度的有效传输。然而上述传统方法未能充分对电网进行无功补偿，易造成电网各枢纽点的负荷和电压不均衡，从而导致两端传输电压相位不同，直接影响了供电线路两端的传输效率[2]。

移相控制的原理是通过对线路波形相位进行调整来实现对输入输出电压的均衡控制，从而保障线路电压的稳定性、提高电压稳定极限。为此，针对传统方法存在的不足，本研究在以上理论的基础上，基于移相控制设计了一种新的并联谐振型非接触供电系统。利用移相控制方法能够稳定电压相位的优势实现非接触供电系统的输出的稳定性。文章设计思路如下：

(1)将系统分为硬件环境和软件环境两部分；

(2)在硬件环境设计中，以优化供电装置为目的，重新定义藕合线圈和主控电路。将优化后的供电装置作为硬件部分的核心设备，使其能够满足芯片驱动电压的要求，从而实现电能的远距离传输；

(3)在软件环境设计中，为避免因谐振补偿不够充分而影响供电传输效率，在计算谐振补偿电容值的基础上，将原边和副边电路等效为纯阻性，从而对主控电路进行并联补偿。然后通过移相控制过程，使供电装置两端的传输电压保持同相，为提高供电传输效率奠定基础。

(4)在实验部分验证了本文方法和两种传统方法的应用性能。通过结果可知，本文系统的输出功率高于两种传统系统，且其缩小了启动瞬间的电压跌落范围，使其能够控制线圈互感值不发生变化，从而使得输出电压更加稳定。

2 基于移相控制的并联谐振型非接触供电系统

2.1 系统硬件环境设计

优化非接触系统的供电装置，对耦合线圈和供电电路进行重新定义，将供电装置作为系统的核心组成设备，实现电能的远距离传输。针对供电系统的工作频率，选取合适线径的耦合线圈，由此获得较为稳定的自感值[3]。线圈线径选择标准如表1所示。

如表1所示，AWG数值越大，导线形成直径前经过孔的数量就越多，其线圈线径就越小。在确定线径后，根据系统流过电流的大小来确定耦合线圈利兹线的股数，同时适当增大线圈半径和匝数，在利兹线外增加热缩管[4]。采用长导轨和平铺旋转两种形式，改变发射线圈和接收线圈的分布结构[5]。优化后的耦合线圈如图1所示。

表1 系统不同工作频率下的线圈线径选择

图1 优化后的耦合线圈示意图

如图1所示，发射线圈采用横排绕制方法，接收线圈采用空心绕法，减少两种耦合线圈的交集，仅使其部分正对，控制接收线圈互感不发生变化，增加发射线圈和接收线圈的距离，使耦合更加紧密，以此减少发射端的电压应力，从而确保移动设备非接触供电的适应性。选择TMS320主控芯片控制系统运行，融合控制外设的集成特点以及微处理器的易用特点，优化供电装置的主控芯片电路，使其能够满足TMS320驱动电压的要求[6]。电路如图2所示。

图2 供电装置主控电路图

将供电电路划分为整流电路和滤波电路，通过TMS320输出频率可调节的PWM 控制信号。在初级导轨中产生高频电流，驱动开关管工作，利用二极管的单向导电性，将存在变化的交流电，转换为单一方向的脉冲直流电压，将电容D3并联在电路中，滤波整流输出的电压脉动，将波形平滑的电流电压采集信号输入到AD模数转换接口，根据接收信号对高频逆变的PWM进行调整[7]。至此完成供电装置的优化，实现非接触供电系统硬件设计。

2.2 系统软件设计

2.2.1 获取供电电压谐振补偿参数

在系统硬件设计完毕的基础上，计算谐振补偿参数。在主控电路使用并联谐振补偿拓扑，对阻抗进行分析，以此反映系统的功率传输性能，采取基尔霍夫定律，推算主控电路的全部阻抗Z1，其计算公式为：

公式(1)中，w为并联谐振补偿拓扑的频率谐振，C为并联补偿电容，L1为供电装置的线圈电感，Q为供电装置的等效负载[8-9]。利用互感等效原理，设原边和副边线圈间的互感为M，获取副边电路折算到原边的阻抗Z2，过程如下：

缩短电气距离，对电流进行分流和高频滤波处理，使补偿电容与电感组成谐振电路，改善电流波形，将输出电流转换为恒定的短路电流。设原边线圈电感为L2，副边线圈电感为L3，则电流转换后，反射阻抗的实部Re(Z2)和虚部Im(Z2)为：

使原边和副边均以频率w谐振为准，使并联谐振补偿拓扑处于完全谐振状态，此时能够确保供电系统实现完全补偿。通过导纳表示全部的主控电路，根据阻抗与导纳的特性，使发射阻抗实部Re(Z2)和虚部Im(Z2)为零，将其作为原边和副边谐振补偿参数的满足条件，由此可以得到主控电路中，原边和副边的谐振补偿电容值。设电容值分别为a1、a2：

根据谐振补偿电容值，将原边和副边电路等效为纯阻性，对主控电路进行并联补偿，使供电装置两端的传输电压保持同相。至此完成供电电压谐振补偿参数的获取。

2.2.2 基于移相控制计算供电最小回流功率

移相控制可以对电压增益范围进行调节，使供电系统的输入电压和输出电压具有移相作用，进一步保障供电系统的电压稳定性。为此，结合移相控制过程计算供电系统最小回流功率，从而对同相电压进行输出。

在一过程中，首先使系统上下开关管实现互补导通，通过基波分析法，计算系统两端同相电压的增益表达式G：

公式(5)中，k为励磁电感与二次侧谐振电感的比值，ξ为交流等效电阻，f 为归一化频率。当f 取值为1时，系统两端增益电压与ξ 无关，开关频率与并联谐振频率相等；当f＞1 且G＜1 时，上下开关管工作在感性区，系统供电为降压模式；当f＜1 时，系统供电过程中的ξ 较大，两端电压的调节范围较小，根据供电系统的能量需求对f 进行取值，确定两端增益电压V1、V2。设供电传输电感为H，则不同时间段t内的电感电流I(t)可表示为：

获取各时间点的电流电感，设置供电系统的传输功率为V1侧传递V2侧。假在设供电装置的开关管中，外管与内管的移相角比例为φ，开关管的开关周期为T，则供电装置回流功率的标幺值P为：

由式(7)可知，开关管移相角减小，供电装置的最优工作点随之增加。对系统进行单向移相控制，绘制传输功率随移相角比例的变化曲线，确定传输功率的自由度调节范围。再根据传输功率D，确定最优移相角比例φ'的约束条件：

将公式(8)代入(7)，确定供电装置的最小回流功率。采样系统两端增益电压和输出电流，得到实时电压调节比和传输功率，进而判断最优移相角，使供电系统工作在回流功率最小状态，完成系统软件设计。

综上，结合硬件设计和软件设计，完成对基于移相控制的并联谐振型非接触供电系统的设计。

3 实验论证分析

为验证基于移相控制的并联谐振型非接触供电系统的实际应用性能，设计如下对比实验。将本文系统记为实验A 组，将小功率磁耦合谐振式无线供电系统和基于多内嵌中继线圈的非接触供电系统分别记为实验B组和实验C组，比较三种系统的传输效率。

3.1 实验准备

选取升降电动机作为三种非接触供电系统的电气负载，电动机参数如表2所示。

表2 实验样机参数

设定三种供电系统均为电动机直接供电，升降机采用直流电机驱动，通过无线通信进行运动控制。当升降电机工作过程中接收端储能电容的能量不足时，其电压就不能维持变频器正常工作，此时升降电机将停止工作。通过可调电源为三种系统提供输入电源，其信号经过整流滤波、并联谐振补偿、隔离变压器后回到原边电缆，再通过拾电器获取发射能量，并将感应能量传递给升降电机。

3.2 第一组对比实验

由于系统发射线圈的流经电流较大，因此选取2500股的利兹线，而接收线圈流经电流较小，因此选取850 股利兹线，控制系统工作频率≦100kHZ，即线圈规格对应38AWG，每股直径为0．1mm。三组系统为变频器供电，再由变频器输出交流电供电动机使用，使升降电动机处于轻载的运行状态。设置输入电流为4A，改变可调电源的给定电压，记录三组实验的输出电压，计算输入功率和输出功率，得到三组实验的传输效率。实验对比结果如表3所示。

由表3可知，当输入电压不同时，实验A组的输出功率要高于实验B组和C组，平均传输效率为95．1%，实验B组平均传输效率为89．6%，实验C组平均传输效率为84．8%。与其相比，A组传输效率分别提高了5．5%、10．3%。