一种新型的双开关高增益变换器

2022-01-07过亮

电源技术 2021年12期

过亮

(国电南瑞科技股份有限公司，江苏南京 210061)

近年来，传统化石燃料的大量使用造成全球气候与环境等一系列负面问题；同时，人类需求与日俱增，传统化石燃料面临资源匮乏，因此能源与环境问题日益受到社会的关注。可再生能源的开发与利用成为当前研究的重点内容，并逐渐渗入到能源利用的各个领域中。可再生能源中，光伏电池[1-3]作为一种清洁能源，具有易获取、经济环保、可再生等优点，被广泛应用到光伏发电中。然而，光伏电池存在输出电压较低、不稳定的缺点，需要一种实现高增益、高效电能变换的直流升压变换器将光伏电池电压提升到所需的直流母线电压。

在隔离型变换器中，通过增加匝数比可实现电压的高增益。而随着匝数比的增加，变换器的耦合系数[4]降低以及漏感增大，造成输入电流的脉动以及效率的降低。同时，输出电压的增大造成二次侧的二极管电压应力高以及反向恢复问题。在非隔离型变换器中，传统的直流升压变换器[5]由于电感与电容的串联电阻以及开关管的寄生参数的影响使得变换器无法实现高电压增益来满足实际需求。利用开关电容作为电压源也可以实现电压高增益，但是随着开关电容[6-7]个数的增加，增加了实现成本，降低了效率。一种基于无源开关电感的混合型电源转换器可以实现电压高增益[8]，但是需要额外的电感和二极管，这些额外的元件导致效率的降低。采用输出串联的形式实现电压的叠加从而实现电压增益，但是该变换器需要较大的电容来降低输出电压的纹波。为了降低开关器件的应力，可采用三电平Boost 升压变换器[9]，其开关管应力为输出电压的一半，减小了开关损耗，从而提高变换器的效率，但是该变换器电压增益通常小于10，同时电路扩展困难，限制了其应用范围。一种通过对Zeta 变换器和Ćuk 变换器[10-11]增加电压增益单元来实现电压高增益的变换器，与传统的升降压DC/DC 变换器相比，其开关管只有一个，减少了该变换器驱动和控制的复杂度。然而该变换器的增益幅度有限，仅为传统升降压变换器的电压增益的两倍。采用变换器级联方式[12-13]可实现高电压增益，然而随着开关管数量的增多，控制回路会变得复杂。采用级联的单开关DC/DC 升降压变换器[14]可提高电压增益，虽然该变换器的电压增益为传统升降压变换器电压增益的平方，但是当输出电压较高时，开关管的电压应力也较大，以及电路拓扑不易扩展，电压增益有限。

本文提出了一种基于开关电容的双开关高增益变换器，其基本思路为：利用同步PWM 波形控制两个开关管的通断，将电感L1储存的电能通过电容C1间接传递给电感L2和电容C3，从而提升变换器的电压增益。开关电容的引入，一方面提升了电压增益，另一方面降低了开关管电压应力，同时该变换器的输入侧两电感实现了对输入电流的分流，有利于减小电感电流，提高功率密度。

1 拓扑结构及工作原理

1.1 拓扑结构

图1 为双开关高增益变换器。文中提出的新型双开关高增益变换器的拓扑结构如图1(b)所示。新型双开关高增益变换器增加了一个电容和二极管，利用其开关特性，组成一个开关电容。当开关管闭合时，开关电容进行充电；当开关管断开时，开关电容进行放电。与图1(a)变换器的源拓扑相比，在相同的占空比条件下，图1(b)电压增益更高；同时减小了开关管的电压应力，使开关管的电压应力远小于输出电压，而图1(a)中的源拓扑的开关管的电压应力等于输出电压，开关管容易损坏。新型双开关变换器的输入侧采用两个电感对输入电流进行分流，与图1(a)源拓扑相比，减小了电感损耗。电感L2为级联的第二级，根据理论分析流过电感L2的电流较小。

图1 双开关高增益变换器

为了简化分析过程，对该变换器在工作模态中均做出以下假设：

(1)电感电流iL1和iL2始终保持连续；

(2)电容C1、C2、C3足够大，电容电压纹波可忽略不计；

(3)所有器件均为理想器件；

(4)开关管S1、S2采用同步控制策略。

该变换器由两个电感L1、L2，两个半导体开关管S1、S2，三个二极管D1、D2、D3，三个电容C1、C2、C3构成，其中电容C3被用为一个恒压源使用。电源Vin、电感L1、电容C1、开关管S2、二极管D1构成升压电路。当开关管关断时，电源Vin和电感L1将储存的能量对电容C1进行充电。电源Vin、二极管D3、电感L2、电容C1、电容C2、电容C3、负载R、开关管S1和S2构成另一升压电路。当开关管导通时，电源Vin和电容C1为并联的电容C3和电感L2进行充电，电感L2的电流iL2和电容C3的电压VC3增加；当开关管关断时，电源Vin、电感L2和电容C3通过D2对负载和电容C2提供电能，从而增大输出电压。该变换器将两个电感在输入侧并联，便于减小电感电流；开关电容C3的引入可以利用其倍压功能来提高电压增益，同时进一步减小功率器件的电压应力。

1.2 工作原理

文中的两个开关管采用同步的PWM 信号驱动，在一个开关周期内，该拓扑结构有两种工作模态。在开关周期内，图2 为该变换器的主要波形图，其中ILP1和ILP2电感L1和L2的峰值电流；图3 为该变换器的两种工作模态中的等效电路图。

图2 变换器的主要波形图

图3 两种工作模态的等效电路图

1.3 工作模态

工作模态1：在此状态中，该变换器中开关管S1和S2同时导通，导通时间为DTS，其中D为开关管的一个开关周期TS导通的百分比，如图3(a)所示。二极管D1和D2反向截止，D3正向导通。电源对电感L1充电，电感电流iL1增加。与此同时，电源与电容C1串联为并联的电感L2和电容C3充电，电感电流iL2和电容电压VC3增加，电容C1的电压VC1下降。

工作模态2：在此状态中，该变换器中开关管S1和S2同时断开，关断时间为(1-D)TS，其中(1-D)为开关管的一个开关周期TS关断的百分比，如图3(b)所示。二极管D1和D2正向导通，D3反向截止。电源和电感L1串联对电容C1充电，电感电流iL1下降，电容电压VC1增加。与此同时，电源和电感L2、电容C3串联为负载和电容C2提供电能，电感L2的电流iL2和电容C3的电压VC3减小。

根据伏秒平衡定理，在一个开关周期内电感电压对时间的积分为0。因此推导可得：

式中：Vin为输入电压；Vo为输出电压。

对式(1)进一步化简可得该变换器的直流电压增益G为：

2 参数设计

为了验证上述分析的正确性，对该变换器进行仿真验证。其主要参数为：输入电压为Vin为40 V；输出电压Vo为390 V；额定功率Po为500 W；开关频率fs为100 kHz。

2.1 电感L1、L2设计

根据图2 中变换器的主要波形图，可得电感电流的纹波表达式：

式中：TS为开关管电压幅值变化的一个周期。

将式(2)带入式(3)中可得电感L1、L2的表达式：

式中：fS为开关频率；ΔiL1为电感L1电流的峰峰值；ΔiL2为电感电流L2的峰峰值。

选择电感电流纹波小于电感电流平均值的20% 进行设计。将变换器的主要参数带入(4)中可得电感的参数值，取电感L1=0.13 mH、L2=1.32 mH。

2.2 电容C1、C2、C3设计

理论分析中电容一般被视为恒压源，但是实际中电容电压存在一定的波动。根据图2 中该变换器的主要波形图，可得电容电压的纹波表达式：

式中：ΔvC1为电容C1电压的峰峰值；ΔvC2为电容C2电压的峰峰值；ΔvC3为电容C3电压的峰峰值；R为负载电阻值。

进一步化简式(5)可得：

选择电容电压纹波小于电容电压的平均值的1% 进行设计。将变换器的主要参数值带入式(6)中可得电容的参数值，取电容C1=19.2 μF、C2=1.97 μF、C3=9.16 μF。

基于上述分析，该变换器各组件的主要参数值如表1 所示。

表1 该变换器各组件的参数值

3 性能分析与比较

3.1 电压增益的验证分析

基于上述对该变换器的稳态分析，设该变换器中各个组件均为理想型。根据图2 中各组件单个周期的波形可得该变换器中各个组件的电流、电压表达式：

电容C1、C2、C3的电压应力分别为：

电感L1、L2的电流应力分别为

二极管D1、D2、D3的电压应力分别为：

二极管D1、D2、D3的电流应力分别为ID2=Io；0。

开关管S1、S2的电压应力分别为

开关管S1、S2的电流应力分别为：

3.2 性能比较

当占空比大小相同时，变换器电压增益的对比图如图4所示。从图4 可以看出基于开关电容的双开关高增益变换器具有更高的电压增益。

图4 电压增益对比图

4 仿真与实验验证

4.1 仿真验证

为验证上述理论分析的正确性，文中通过Matlab /Simulink 对变换器进行了仿真验证，其中各组件的参数如表1 所示。当输入电压为40 V，占空比为0.6 时，仿真输出电压约为380 V。其仿真输出的电压值与理论分析值大致相等，输出电压波形图如图5 所示。此时电压增压达到了9.5 倍，与传统Boost 变换器相比，电压增益得到了极大的提高。由此验证了该变换器可以实现电压高增益。相比于文献[5]提出的变换器，变换器的器件总量一样，本文提出的变换器的电压增益更高，输入端的电流连续，工作性能更好，而文献[7]提出的变换器虽然减小了其变换器输入电流的脉动性，但是控制复杂，且电压增益较低，并且开关管承受较大的电压应力。文献[6,8]输入电流纹波大，相比之下，本文所提变换器输入电流连续，能更好地适应新能源发电领域。