用于中子发生器加速极电源的高频变压器设计

刘天赐，乔 双

(东北师范大学物理学院，吉林 长春 130024)

0 引言

中子管利用加速极电源高压将离子源产生的离子引出并加速轰击靶极，与吸附在靶极上的氘氚气体发生核反应，从而释放中子.按照氘氚反应截面，为了产生元素分析、石油测井所需要的中子产额，中子管需要加-90～-120 kV的高压.由于中子管束流一般小于100 μA，因此加速极电源的功率要求不是很高.而加速极电源中的核心部件是高频变压器.目前市场上的变压器有的体积庞大而笨重，有的功耗大、效率低，均不适用于中子发生器.因而研制一种体积小、重量轻、低功耗的变压器具有很高的工程应用价值.对于高频变压器来说，当电压变化率较大时，必须考虑分布电容和漏感等因素引起的电压波形畸变[1-4].本文的设计思路是增加去磁回路抑制变压器偏磁问题，采用分段分组绕制法减小分布电容.通过脉宽调制芯片SG3525输出两路占空比可调、相位相反的PWM信号，经过高频变压器后输出高压.

1 SG3525的功能简介

图1 SG3525芯片功能引脚图

SG3525是美国硅通用半导体公司的产品，其内部具有参考电压产生电路、振荡器、误差放大器和软启动控制电路等[2].通过调节SG3525的5脚电容CT和6脚电阻RT改变PWM的频率.调节9脚COMP的补偿电压改变输出脉宽.SG3525芯片功能引脚图如图1所示.

2 设计方案

推挽电路中变压器双向励磁，通态损耗小，驱动电路简单.加速极电源需要输入与输出端隔离，因此主电路选用隔离型推挽结构.这种结构适合低压输入变换场合，铁芯利用率高，有利于减小变压器的体积和质量.开关器件选取IGBT，其耐压为输入电压峰值的2倍，通过计算选取G40N60.

推挽电路由脉宽调制芯片SG3525、开关管Q1和Q2、一个带有中心抽头的变压器T和假负载组成.变压器初级线圈由中心抽头分为N11和N12两部分，两个开关管的漏极各连接到N11和N12的一端，输入电压接在变压器中心抽头和两个开关管源极之间.UG1和UG2是开关管栅极输入的矩形脉冲，驱动Q1和Q2交替导通.推挽变换电路如图2所示.

图2 推挽变换电路

3 变压器设计

3.1 磁芯选择

目前，变压器磁芯材料有以下几种：铁氧体、坡莫合金和非晶合金.选择磁芯材料时，磁通密度、磁导率、磁芯损耗以及材料价格是重要考虑因素[3-4].其中铁氧体价格低廉，材质与磁芯规格齐全，高频损耗较小.它的初始磁导率比非晶合金低得多，磁化曲线具有缓慢饱和的特性，对于推挽变压器的设计比较有利，同时减少偏磁的影响.综合考虑，高频变压器磁芯选择锰锌铁氧体.

3.2 磁通密度

为了避免高频变压器磁芯饱和，工作磁通密度小于饱和磁通密度的1/3.锰锌铁氧体饱和磁通密度为0.5 T，因此工作磁通密度为0.16 T.

3.3 磁芯参数

根据功率变压器设计的经验，选择双UY16锰锌铁氧体磁芯(磁芯参数见表1)，通过计算磁芯的输出功率，验证磁芯功率容量的合理性.

表1 UY16磁芯参数

3.4 变压器设计方法

变压器常用的设计方法有两种，分别是AP法和Kg法[5].AP法根据变压器传输功率求出磁芯窗口面积Aw与磁芯截面积Ae的乘积AP，查表找出磁芯编号，再设计变压器原、副边绕组[5-7].本文采用AP法设计变压器，确定该法设计的变压器满足要求.

利用AP法选取磁芯的计算式为[5]

(1)

式中：PT为变压器的视在功率(W)；Ae为磁芯截面积(mm2)；Aw为磁芯窗口面积(mm2)；Bw为磁芯工作磁通密度(T)；f为开关频率(Hz)；ku为波形系数，方波的波形系数取为4；kc为绕组窗口填充系数，典型值取为0.4；J为导线的电流密度，一般取4 A/mm2.

3.5 变压器型号

(1)式中变压器的视在功率与电路结构相关[5].变压器原边有中心抽头，副边输出交流电压，PT计算公式为

(2)

将PO=100 W，η=0.85代入，得到PT为266 W.考虑20%的裕度，通过计算得到AP=15 585.6 mm4.查阅磁性元件手册，选择UY16铁氧体磁芯，该磁芯具有较大的矩形截面积、宽窗口、形状简单和绕制方便等优点，磁芯外形结构如图3所示.

图3 磁芯外形结构

本次设计的变压器磁芯，其参数选择如下：

a=60.67 mm；b=30.50 mm；c=17.00 mm；e=18.17 mm；f=30.14 mm；Ae=176.60 mm2.

窗口面积为

AP=B×E×Ae.

(3)

经过计算，变压器符合设计要求.

3.6 绕组匝数

(1) 原边绕组匝数

为保证一个周期内磁芯顺利复位，电路中每个开关管的占空比设为40%，则变压器的原边匝数为

(4)

式中：T为方波周期；ΔB为磁通密度变化量，等于2BW；Uinmax为变压器原边输入电压最大值.

计算可得原边绕组匝数为22匝，由于有两个原边，因此原边绕组匝数共有44匝.

(2) 副边绕组匝数

副边匝数可为

(5)

副边匝数为8 800匝.

3.7 绕组导线的选择

高频变压器输出电压12 kV，输出电流6 mA，输出功率72 W.本文将变压器最大输出功率设为100 W.假设变压器效率为85%，则初级电流公式为

(6)

式中：I1为变压器初级电流(A)；η为推挽变压器效率；PO为输出功率(W).

将数据带入公式(6)中，计算可得初级电流为1.96 A.

在常规设计变压器时绕组电流密度选取4 A/mm2(由于有中间抽头，I1乘以0.707)，则初级绕组导线面积计算公式为

(7)

式中：S1为初级绕组导线面积(mm2)；I1为初级绕组电流(A)；J为电流密度4 A/mm2.

变压器次级输出最大电流为6 mA，由计算可得次级绕组导线面积公式为

(8)

式中：S2为次级绕组导线面积(mm2)；I2为次级绕组电流(A)；J为电流密度4 A/mm2.

经计算得出导线线径结果，留出裕量后，初级绕组选择直径为0.8 mm的漆包线，次级绕组选择直径为0.05 mm的绝缘线.

3.8 变压器的绕组结构

图4 高频变压器实物图

变压器发生串联谐振时，电容两端电压高出工作电压，增大对变压器耐压的要求.因而在变压器绕制过程中，需要减少分布电容和漏感.假设各层电容相等，绕组共有m层，其中分布电容C次=N次C/m.式中C为次级绕组电容，N次为次级绕组匝数.当N次一定时，层数越多分布电容越小[8].为了减小分布电容，采取分段分组绕制法增加层数，减小每层匝数[9].分段分组绕制法还较好地解决了变压器的绝缘问题[10].高频变压器实物如图4所示.

3.9 高频变压器的偏磁抑制

偏磁是变压器铁芯工作磁滞回线中心点偏离零点，正反向脉冲过程中磁通工作状态不对称的现象，即正、负半波的伏秒数不相等[11].变压器磁通随着周期的重复逐次增加，铁芯出现饱和，导致励磁电流增加而烧坏开关管，因此在设计变压器时必须消除直流偏磁现象[12].本文采用的方法是增加去磁回路和容性元件，对直流进行隔离.选择合适的电容和电感，抑制直流偏磁和减小开关器件的损耗[13].图5为抑制变压器偏磁的逆变电路原理图.

图5 抑制变压器偏磁的逆变电路

4 高频变压器测试分析

4.1 变压器参数测试

高频变压器决定加速极电源性能的好坏，实际应用中由于容量、损耗、电磁干扰等外界因素，使得变压器的效率不稳定，因此提高效率与电路的稳定性是很重要的一项工作.本文分别在输入为5，10，15 V的情况下进行测试，实验数据如表2所示.

表2 输出电压随频率变化的测试结果

由表2可知，当变压器频率为20 kHz时，输出电压峰值最高.

4.2 输出性能测试

为了让测试更加贴近实际应用，本文对高频变压器带负载(R=2 MΩ)测试，测量电阻为2 kΩ.在10，15，20，25 kHz 4种频率的测试情况下，电压和电流的输出特性如表3—6所示.

表3 频率10 kHz时的测量结果

表4 频率15 kHz时的测量结果

表5 频率20 kHz时的测量结果

表6 频率25 kHz时的测量结果

由负载条件下的电压和电流的关系可知，变压器实现输出电压0～12 kV连续可调，效率达到84%.本文分别采用10，15，20，25 kHz 4种频率对变压器进行测试，测试结果如表7和8所示.

表7 频率为10和15 kHz时的测试结果

表8 频率为20和25 kHz时的测试结果

利用示波器测试不同频率下的高频变压器的输出功率和转换效率.当频率为20 kHz时，尽管低于25 kHz时的转换效率，但是其输入低压时，输出电压峰值最高.最后得出的效率与假设计算时的效率相符合.综合考虑，采用20 kHz作为变压器工作频率.

根据电磁感应定律可以证明[14]

E1=4.44fN1BwS.

(9)

式中：f为变压器频率(Hz)；N1为绕组匝数；Bw为磁芯工作磁通密度(T)；S为铁芯截面积(mm2).

当额定电压E1一定时，频率f和磁通密度Bw成反比例关系.随着频率的升高，磁通密度减小，变压器磁芯铁耗和励磁电流也减小.则有

(10)

式中：P1为变压器输入功率(W)；P2为变压器输出功率(W)；PFe为变压器磁芯铁耗(W)；PCu为变压器绕组损耗(W).

变压器在空载情况下测得的功率存在磁芯铁耗和绕组损耗，绕组损耗对应的电流很小，因此变压器消耗的功率近似认为是磁芯铁耗.在高频变压器中，绕组损耗大小取决于负载电流.负载电流与初级电压成正比例关系，但是增加的幅值非常小，可忽略不计.根据(9)式和(10)式可知，当频率升高时，效率也随之增大.

4.3 负载波形测试

高频变压器测试电路的负载使用大阻值、小功率的电阻.基于推挽电路设计方式，负载两端接入的是上千伏高压，考虑到示波器的耐压值，测试波形需要取样电阻和高压探头，避免损坏测试设备.最终得到的变压器原、副边电压波形(如图6所示).

图6 变压器原、副边电压波形

由图10可知，脉冲调制芯片输出两路频率为20 kHz的PWM波，它们占空比相同，相位相差180°，驱动IGBT实现推挽的功能.变压器副边输出正弦交流信号，波形平滑且无失真.

5 总结

本文根据中子发生器的工作要求，详细介绍了加速极电源高频变压器的设计过程和实验结果.在大量实验数据的基础上，分析频率与功率、输出电压、效率之间的关系.实验结果表明，高频变压器低压输入时，输出电压波形在频率取10～25 kHz范围内有先增后减的趋势.当频率为20 kHz时，输出电压幅值最大.为了进一步确定变压器的工作频率，将频率为10，15，20，25 kHz时的测试数据逐个比较，效率分别提升了11.96%，16.73%，6.05%.与此同时，随着频率的提升，仅需更少的输入电压就能实现12 kV高压输出.综合考虑，最终确定高频变压器的工作频率为20 kHz，效率达到84%，变压器的设计满足了课题的要求.