高频链DC/AC变换器有源钳位调制方法研究

杨佳佳，苏建徽，解 宝，赖纪东，施 永

(合肥工业大学光伏系统教育部工程研究中心，安徽合肥230009)

高频链DC/AC 变换器采用高频变压器传输能量，无直流母线电容，能量可以双向流动，具有体积小，功率密度高的特点[1-4]，随着电力电子技术的不断发展，高频链DC/AC 变换器的应用愈加广泛。

高频链DC/AC 变换器中，变压器漏感和开关管寄生电容之间易产生谐振[5-8]，存在过压问题。为避免开关管因过压而损坏，文献[9-11]采用有源钳位方式解决电路中的过压及漏感谐振问题，但有源钳位电路的开关管采用单项正弦波脉宽同步调制方式（SPWM）信号驱动，其驱动信号宽度会随占空比改变，由于包含低频调制波信号分量，采用脉冲变压器隔离驱动困难，并且在驱动信号宽度较窄时，易造成脉冲丢失，导致有源钳位开关管无法正常工作。

为此，本文采用了一种移相同步调制策略，使钳位电路中所有开关管驱动信号的占空比均为50%，在消除过压问题的基础上，提高了钳位电路的可靠性。仿真和实验验证了文中所用方法的正确性。

1 基于有源钳位的高频链电路拓扑与调制策略

1.1 电路拓扑

图1 为基于有源钳位的高频链电路拓扑图，其中，Udc为输入直流电压，Uac为输出正弦交流电压，Lr为变压器漏感，开关管Q1～Q4组成原边桥式电路，背靠背开关管Q5/Q6、Q7/Q8组成周波变换器结构，Lo为滤波电感，Co为滤波电容，R为等效负载电阻，S1～S4、Cf组成有源钳位电路，高频变压器的匝比为N1∶N2∶N3=N∶1∶1。

图1 基于有源钳位的高频链电路拓扑

1.2 有源钳位的SPWM 脉宽同步调制策略

基于有源钳位的SPWM 脉宽同步调制波形如图2所示。其中Ucs为锯齿载波，Ums、-Ums为互差180°的正弦调制波，当Ums>Ucs时得到Uk1，对Uk1进行下降沿二分频得到开关管Q1、Q2的驱动信号；当-Ums>Ucs时得到Uk2，对Uk2进行下降二分频得到开关管Q3、Q4的驱动信号；对Uk1进行上升沿二分频得到开关管Q5/Q6、Q7/Q8的驱动信号。Tc为载波周期，Ts为开关周期，Tm为调制波周期，且Tc=0.5Ts，D为占空比。当调制波周期Tm远大于载波周期Tc时，所有开关管驱动信号的占空比大小均为50%。在正弦电压Uac>0 时，Q1、Q2组成超前桥臂，Q3、Q4组成滞后桥臂，Q1超前Q4的角度为φ，变化范围为0<φ<π；当正弦电压Uac<0 时，超前桥臂和滞后桥臂发生切换。

图2 基于有源钳位的SPWM脉宽同步调制波形图

由图2 可知变压器输入电压UAB有正、零、负三种电平，为防止加入钳位电路后变压器副边侧出现短路问题，所以钳位电路也必须产生同样的电平。当有源钳位电路采用SPWM 脉宽同步调制策略时，变压器输入侧电压UAB为正时，钳位开关管S1、S4开通；电压UAB为负时，开关管S2、S3开通；电压UAB为零时，开关管S2、S4开通，可以产生所需的正、零、负三种电平。但采用SPWM 脉宽同步调制时，由于占空比D较小时，S1、S3的驱动信号宽度很窄，易导致钳位电路开关管无法正常工作，从而无法有效限制电路中的尖峰电压。

1.3 有源钳位的移相同步调制策略

为了解决上述采用有源钳位电路SPWM 脉宽同步调制策略时存在的问题，文中采用了一种移相同步调制策略，其脉冲波形如图3所示。图3 中，有源钳位开关管的驱动信号与原边主电路保持一致，当变压器输入侧电压UAB为正时，钳位开关管S1、S4开通；电压UAB为负时，开关管S2、S3开通；电压UAB为零时，开关管S1、S3或者S2、S4开通，因此可以产生所需的正、零、负三种电平，从而不会影响主电路的正常工作。采用此调制策略时，钳位电路中开关管驱动信号固定，且占空比均为50%，解决了SPWM 脉宽同步调制策略因占空比较小造成的开关管无法正常工作问题。

图3 有源钳位的移相同步调制波形图

2 基于移相同步调制策略的有源钳位高频链电路工作过程

图4 为采用移相同步调制策略的有源钳位高频链电路时序图，其中td1为原边全桥电路的死区时间，td2为副边周波变换器的固定重叠导通时间，加入td2可以实现周波变换器的自然换流。分析之前，作如下假设：(1)电路中开关管、二极管为理想器件；(2)滤波器中Lo、Co和钳位电容Cf足够大；(3)输出电压Uac>0；(4)原边开关管的并联电容大小均等于Cp。

图4 电路时序图及其关键波形

(a)模态1(t0～t1)：t0时刻开关管Q1、Q4、Q5/Q6、S1、S4导通,变压器原边电压UAB=Udc，此时变换器原边向副边传递能量。此过程钳位电容Cf首先储存能量然后释放，变压器副边电压被钳位到2Udc/N，避免了电压震荡。由于钳位电容Cf足够大，钳位电容电压UCf波动很小，所以钳位电容电压UCf近似为2Udc/N。

(b)模态2(t1～t2)：t1时刻开关管Q1关断，原边电流ip对Q1的并联电容充电，对Q2的并联电容放电，在t2时刻之前，Q2端电压降为零，Q2可以实现ZVS 导通。副边电流iCF对S1的寄生电容充电，对S2的寄生电容放电。

(c)模态3(t2～t3)：t2时刻M2、S2开通。因为变压器副边开关管Q5/Q6、S2、S4导通，变压器副边电压UCE被钳位至零，此刻UFC=UFE=0,为下一时刻Q7/Q8的ZVS 导通创造了条件。

(d)模态4(t3～t4)：t3时刻Q7/Q8导通，此时UFC=UFE=0，为下一时刻Q5/Q6的ZVS 关断创造了条件。

(e)模态5(t4～t5)：t4时刻Q5/Q6关断，由于S2、S4导通，为is1提供了流通路径，避免了变压器原边电流ip的突变，解决了此刻的电压过冲问题。

(f)模态6(t5～t6)：t5时刻开关管Q4、S4关断，电流ip对Q4的并联电容充电，对Q3的并联电容放电，在t6时刻之前，Q3的体二极管已经导通，Q3实现了ZVS 导通。

在t6时刻后，变换器开始另半个周期的工作，其原理与t0～t6过程类似，这里不再做详细分析。

3 高频链电路的软开关实现

3.1 原边开关管的软开关实现

以原边侧Q1关断，Q2导通过程为例，分析超前桥臂的ZVS 软开关实现过程，其工作时序如图4所示。t1时刻，开关Q1关断，电流ip1对Q1的并联电容充电，ip2对Q2的并联电容放电，由于Q1和Q2的并联电容相等，所以：

由图4 可知此时电感电流达到最大值iLmax，且电感电流的最大值等于输出电流io与电感电流纹波之和:

由于零电压开通需满足在开关管开通前其开关管两端并联电容已经充放电完成，在死区时间td1内必须有足够的能量将Q2的并联电容电压降到零，所以Q2实现ZVS 开通需满足：

由公式(1)～(3)可得，Q2实现ZVS 开通的条件为：

由公式(4)可知，负载电流越大，开关管Q2越容易实现ZVS 导通。同理可以分析出Q1的ZVS 特性。

以Q4关断，Q3导通过程为例分析滞后桥臂的软开关实现过程，其工作时序如图4所示。

t5时刻，开关Q4关断，电流ip给Q4的并联电容充电，给Q3的并联电容放电，由于此时UC=UD=UE= 0，变压器原副边绕组电压为零，此时漏感Lr和开关管Q3和Q4的寄生电容谐振[12]。所以：

由公式(5)～(7)可得Q3实现ZVS 导通的条件为：

从公式(8)可以看出Q3实现ZVS 导通所需要的电流和负载电流无关，其与漏感大小有关，且随着漏感的增大，Q3实现ZVS 导通所需要的电流减小，Q3越容易实现ZVS 导通。同理可以分析出Q4的ZVS 特性。

3.2 周波变换器开关管的软开关实现

全桥有源钳位电路采用移相同步调制策略时，以Q7/Q8导通，Q5/Q6关断为例，副边周波变换器开关管的ZVS 过程，其工作时序如图4所示。

在周波变换器开关管Q7/Q8导通之前，Q5/Q6和钳位开关管的S2、S4一直处于导通状态，此时UFC=UFE=0，保证了Q7/Q8的ZVS 导通。

Q5/Q6关断之前，开关管Q5/Q6，Q7/Q8，S2、S4一直处于导通状态，此时UFC=UFE=0，保证了Q5/Q6的ZVS 关断。同理可以分析出Q5/Q6导通，Q7/Q8关断时的ZVS 特性。

因此，文中采用的移相同步调制策略能够保证周波变换器开关管实现ZVS 开通和关断。

4 仿真与实验

为验证理论分析的正确性，文中采用了MATLAB/Simulink 进行仿真验证，并制作了一台实验样机，其参数如表1所示。

表1 实验参数

4.1 仿真结果

图5所示为MATLAB/Simulink 仿真波形。其中图5(a)为LC 滤波器前、后电压波形，从图中可知LC 滤波器输入侧电压波形无震荡，LC 滤波器输出侧正弦波形无畸变。因此，基于移相同步调制策略的有源钳位电路解决了高频链变换器中的电压过冲问题。

图5 仿真波形

图5(b)和5(c)分别为超前桥臂Q2和滞后桥臂Q3的软开关波形。从图中可以看出，驱动信号Ugs发出之前，开关管两端电压Uds已经降为0，所以实现了ZVS 导通；驱动信号Ugs关闭时，Uds缓缓上升，缩短了端电压Uds与驱动信号Ugs的重叠时间，降低了关断损耗。

图5(d)为周波变换器Q5/Q6的驱动信号Ugs和管压降UFC。从图中可以看出，在驱动信号Ugs之前，开关管两端电压Uds已经降为0，实现了ZVS 导通；驱动信号Ugs关闭后，UFC还保持在零电平，实现了ZVS 关断。

4.2 实验结果

图6所示为得到的实验波形。从图6(a)可以看出LC 滤波器输入侧电压波形无震荡，输出正弦波无明显畸变。从图6(b)、(c)、(d)可以看出，开关管Q2、Q3和Q5/Q6均实现了ZVS 导通。开关管Q2、Q3关断时，驱动信号Ugs和端电压Uds只有部分重叠，降低了关断损耗。开关管Q5/Q6实现了ZVS 关断。实验波形与理论分析、仿真波形相符合，验证了文中所用方法的有效性。

图6 实验波形

5 结论

本文以全桥有源钳位电路的高频链DC/AC 变换器为研究对象，针对有源钳位开关管采用SPWM 脉宽同步调制策略存在驱动脉冲丢失问题，文中采用占空比为50%的移相同步调制策略，可以保证钳位电路可靠工作，并有效限制电路中的尖峰电压和消除震荡，且实现主电路开关管的ZVS 软开关，提高系统效率。文中仿真和实验结果均证明了该移相同步调制策略的有效性。