一种带新型失调消除技术的基准电压源

刘 伟,孙正龙,张 旭,黄 东,商世广

(西安邮电大学 电子工程学院,陕西 西安 710121)

因此,针对以上提及的传统失调消除技术的缺点,本文提出了一种将四输入运放与辅助运放有机结合的电路结构。其不仅能有效地降低整个电路的失调系数,输出低温度系数的基准电压,而且简化了电路结构。辅助运放通过输入失调存储技术来降低带隙基准的失调电压。四输入运放使其产生带有TlnT项的曲率补偿电压,并将其叠加到一阶基准电压上进行补偿,以降低温度系数。仿真结果表明,输出基准电压为1.14 V,在-55～+125 ℃范围内温度系数为2.92×10-6/℃。

1 一种低失调低温度系数的带隙基准电压源

在大多数带隙基准电路拓扑结构中,双极性晶体管的电压由于具有良好的温度依赖特性而成为影响电路温度系数的主要因素。双极晶体管的基极-发射极电压(VBE)在有源区中与温度的关系为[8]:

式中:IC为双极晶体管的集电极电流;T为任意温度;VT为热电压,VT=kT/q,其中k为玻尔兹曼常数,q为电子电量;VG为0 K 时的带隙电压;Tr为指定的参考温度;T=Tr表示为当指定参考温度与任意温度相等时,上式成立;η=4-n,其中n为寄生pnp 管发射区载流子迁移率的指数温度系数;ξ为双极晶体管集电极电流IC的指数温度系数。若IC与热力学温度成正比,则ξ=1;若IC与热力学温度无关,则ξ=0。从式(1)的VTln(T/Tr)项可知VBE对T具有高阶的非线性关系,该种高阶非线性是影响传统带隙的主要因素。

图1 为本设计的结构框图。图中包括传统基准电路、曲率补偿与失调消除的核心电路、曲率补偿产生电路以及与温度变化成反比的电流产生电路。其中A2锁定电压得到值为VBE2/R4的负温度系数电流,通过由M2、M3组成的电流镜,R4支路的同等大小的负温度系数电流流过Q3支路,从而使得Q2与Q3的VBE电压间产生一个带有TlnT的差值,并将此曲率补偿电压引入到传统基准电路中,补偿其二阶非线性项[9]。

图1 本设计的结构框图Fig.1 Structure block diagram of this design

1.1 核心电路

图2 为本设计核心电路图。其中,M1～M12与M29～M38构成四输入运算放大器,M13～M20与M29～M38构成辅助运算放大器。为简化电路结构与面积,设计M29～M38为四输入运算放大器与辅助放大器的公共输出级。

图2 带隙基准核心电路图Fig.2 Core circuit diagram of bandgap reference

M3、M6、M9、M12、M23、M24、M15、M16、M19和M20由四个互不交叠的时钟信号控制,控制失调消除电路的运行。M24、C1与MOS 电容M23对放大器的输出信号进行低通滤波。M39～M44为消除失调负反馈通路上的buffer。P1和P2是放大器的正向端,N1和N2为负向端。两对差分输入对同时连接由M35～M38构成的共源共栅电流镜,四个输入的电流分别为IP1、IP2、IN1和IN2,因为这四条支路的电流最后要通过电流镜,所以IP=IN,因此[10]:

式中:gm1、gm2分别为P1或P2以及N1或N2所连接的输入对管的跨导。由于VP2=VP1=VP=VBE2,VN1=VBE3,所以,从式(4)可以得到:

燕山期小岩体与成矿作用最为密切。一方面矿体赋存在燕山期的小岩体内部，如双山钼矿体，岩体为矿体的围岩；另一方面，矿体的形成是由于岩体对成矿元素的运移、富集及分异沉淀成矿，为矿体提供物质来源。

那么流过电阻R1的电流为[11]:

如前面所提到的,若电流与热力学温度呈正比,则ξ=1,带入式(1)中可得晶体管Q2的导通电压:

由于流过Q3的是热力学温度互补电流ICTAT,因此VBE3为[12]:

将VBE2与VBE3相减得到:

式中:VNL为与T有关的非线性电压。

其中:

所以:

式(12)中第二项不包含关于T的非线性项,而最后一项包含关于T的非线性项。因此,第二项可以通过改变R2/R1的比值以及N的值来实现一阶补偿。同时,非线性项(最后一项)的温度补偿可以通过调整跨导gm1、gm2和电阻R2、R1的比值来实现[13]。

1.2 失调消除

在失调消除技术中,斩波技术原理较复杂,自动校零技术将电容引入信号通路,从而降低了相位裕度,也会限制稳定速度。针对以上的缺点,本文运用辅助运算放大器通过输入失调存储技术来降低失调电压,其原理框图如图3 所示。在第一阶段,当开关S1与S2打开,S3、S4、S5与S6闭合时,整个电路输入共模电压Vcm。失调电压VOS1经A1进行放大,并通过由运放A2与辅助运放A3组成的单位增益负反馈环路,对电容C1、C2进行充电,并将失调电压储存在电容C1、C2上。当S5与S6导通,A2与A3处于一个负反馈环路中,由此可得Vout的输出值为Vos1A1/A3。在第二阶段,S1与S2闭合,S3、S4、S5与S6打开。输入电压Vin对A1输入信号,电容开始放电,同时将失调电压Vos1A1/A3经过A3输入到主通路。由此可得Vout经过反馈回路后的输出值为:

图3 传统输入失调消除技术Fig.3 Traditional input offset elimination technology

由式(13)可得,输入失调电压经过失调消除电路后,输出中不包含失调部分。此电路结构虽能消除失调,但A2为差分输入、差分输出结构,在输出端需要增加偏置电路。同时,此电路中运放还需要消除共模反馈。这无形中增加了电路结构,加剧了电路的复杂性。

本设计在运放A2后加一个buffer(缓冲器),其电路结构如图4 所示。现在A2为差分输入单端输出结构,不需要考虑偏置电路与共模反馈。由图2 与图4可知消除失调的过程为:在消除失调的第一个阶段,M3、M9断开,M6、M12、M15与M19导通,此时四输入运放为共模输入。失调电压通过放大器A1,开关M15、M19后,存储在电容C4与C5上。在消除失调的第二个阶段,M3、M9导通,M6、M12、M15与M19断开。此时四输入运放为信号输入。电容C4、C5上的失调电压经过负反馈回路与输入信号中的失调电压进行抵消,达到消除失调的目的[14]。

图4 新型输入失调消除技术Fig.4 New input offset elimination technology

2 仿真与分析

图5 为曲率补偿电压随温度的变化曲线,表明了非线性的补偿能力。其补偿方法为将图5 的曲线叠加到带隙基准一阶曲线上。

图5 曲率补偿曲线图Fig.5 Curvature compensation curve

基准输出曲线如图6 所示。图6 表明,在-55～+125 ℃的温度范围内,电压的最大变化为0.56 mV。式(14)为带隙基准温度系数的计算公式[15]。

图6 基准输出曲线图Fig.6 Reference output curve

式中:Vmax为基准输出电压的最大值;Vmin为基准输出电压的最小值;Vmean为基准输出电压的平均值。由式(14)可得带隙基准的温度系数为2.92×10-6/℃。因此,本文所设计的带隙基准温度系数较低,适用范围较广,符合理论要求。

失调仿真结果如图7 所示。图7 表明对500 个样本进行了蒙特卡罗模拟仿真,以此来估计由随机失配和工艺变化而引起的输入失调电压。由图7 可以看出Std Dev(失调电压)的值为6.9901 mV,故3σ电压失调为21 mV,占平均值的1.83%[16-17]。

图7 蒙特卡洛仿真图Fig.7 Monte Carlo simulation diagram

图8 为带隙基准在Candence 软件中的仿真曲线图。由图可得带隙基准在低频状态下的电源抑制比(PSRR)为-92 dB。其对电源波动具有良好的抑制效果。

图8 电源抑制比仿真图Fig.8 Simulation of PSRR

表1 为本文所设计的带隙基准电路仿真结果与其他已发表文献的比较结果。由表1 可知,在参考文献[15]中,Huang 等设计的电路温度范围不够广,温度系数大于10×10-6/℃,温漂较大。在参考文献[16]中,Poongodan 等设计的结构温度范围较窄,温漂比较大,失调电压也较大。在参考文献[17]中,Kim 等所设计的结构虽然失调电压较小,但其温度系数较大,且电源抑制能力较差。在参考文献[18]中,邓庭等设计的带隙基准适用范围较窄,电源抑制比较低,且未考虑到失调电压的影响。

表1 本文设计与其他文献的对比结果Tab.1 Comparison results of this design with other literatures

表2 为带隙基准电压在不同工艺角、电源电压、温度(Process Corners,Voltage,Temperature,简称PVT)下的扫描仿真结果,其中温度的扫描范围为-55～+125 ℃。由表2 可知,在tm 工艺角与5.0 V 电源电压下温度系数最理想,温度系数为2.72×10-6/℃。在工艺角wp 与4.8 V 电源电压下,工艺角偏差值最大,温度系数为26.9×10-6/℃。

表2 基准电压的PVT 仿真结果Tab.2 PVT simulation results of reference voltage

3 性能优化方案

由于带隙基准的温度系数容易受到工艺角偏差的影响,因此本文设计了电阻修调方案,其电路结构如图9 所示。由图可知,R7～R9和R11为修调电阻。修调左边电阻可以将温度系数朝负向修调,修调右边电阻可以将温度系数朝正向修调。

图9 电阻修调电路Fig.9 Resistance adjusting circuit

表3 为带隙基准电压源在不同工艺角与电源电压下的修调方案。F1F2F3F4为电阻熔丝,其值为1 时表示熔丝断开,电阻参与基准电压的修调。由表3 可知,当F1或F2金属熔丝断开时,带隙基准的温度系数明显下降,表明电阻修调方案有效。当F3熔丝断开时,由于修调电阻阻值过大,温度系数上升。表明,本文设计的修调方案能够满足不同工艺偏差的情况,需根据实际情况进行选择。

表3 修调方案Tab.3 Adjustment scheme

4 结论

本文运用新型输入失调消除技术设计了一种低温漂、低失调的带隙基准电压源。该电压源将四输入运放与辅助运放相结合,采用四输入运放来实现高阶曲率补偿,通过辅助运放来消除失调。新型的电路结构提高了输出基准的精度,在拥有较大失调电压的情况下仍能正常的工作,且避免了加入共模反馈与偏置电路,简化了电路结构。同时其适用的温度范围较广,温度漂移较低。由估算可得,增加辅助运放与缓冲器额外增加的功耗约为16.9 μW,其值约占整体电路总功耗的0.28%。电路采用Cadence 软件进行仿真。仿真结果表明,该基准电压源在-55～+125 ℃范围内的温度系数为2.72×10-6/℃,电源抑制比为-92 dB。运用蒙特卡罗方法进行仿真,其失调电压约为7 mV。