20～26 GHz硅基氮化镓可变增益低噪声放大器

江兰兰 陈宏尘,2 朱浩慎,2 冯文杰 车文荃,2 薛泉,2

0 引言

移动通信进入5G时代，对于高速通信的需求进一步提升.3GPP协议中约定了5G频段主要可分为Sub-6 GHz和毫米波频段.当前，在国内部署的5G系统主要工作在Sub-6 GHz，其频谱资源较为紧张，难以满足Gb/s量级通信速率的要求.因此，发展毫米波频段射频收发系统势在必行[1-3].低噪声放大器(Low-Noise Amplifier,LNA)作为射频系统接收端的第一级放大电路，其增益及噪声系数等指标直接影响整个收发机的灵敏度，进而影响整个通信系统的性能.同时，收发机前端接收到的信号幅度变化较大，为了输出稳定的信号，需要低噪声放大器能够有一定的动态范围.因此，开发具有大增益可变范围的毫米波低噪声放大器对于实现高性能的毫米波收发机具有重要的研究意义.

与硅基(如CMOS)工艺相比，基于Ⅲ-Ⅴ族工艺(如GaAs)的电路在毫米波频段具有较低的噪声以及较好的线性度，有利于设计高性能的低噪声毫米波放大器.2015年，Nikandish等[4]报道了一款工作在11～39 GHz的GaAs宽带低噪声放大器，采用了宽带变压器反馈结构，利用晶体管的漏极偏置线之间的耦合实现带宽拓展，测试结果表示小信号增益23 dB，噪声为2.1～3.0 dB.近年来，随着宽禁带半导体技术的发展，具有更高功率耐受能力和线性度的GaN高电子迁移率晶体管(HEMT)器件被用于实现低噪声放大器，从而避免使用传统的GaAs LNA接收端的限幅器，提升大动态范围下接收机的噪声性能[5-7].2019年，Tong等[6]设计了一种频率为22～30 GHz、噪声低于1.1 dB的低噪声放大器，增益大于20 dB.同年，Tong等[5]又设计了一种23～30 GHz氮化镓低噪声放大器，增益为14～17 dB，噪声系数达到0.8～1.7 dB，电路结构基于两级共源级负反馈结构.此外，还测试了1 W的连续波(CW)的输入下，低噪声放大器对其噪声性能的影响，结果表明随着连续波输入，氮化铝(AlN)势垒中会产生VAl-H4，导致噪声系数增加[5].2018年，Tong等[7]采用三级源极负反馈结构设计了一个频率为18～31 GHz，0.8 dB最小噪声系数和21±0.5 dB增益的LNA,该LNA可以在持续施加(超过1 h)28～30 dBm的大功率输入后仍能够正常工作，验证了工艺的鲁棒性和稳定性.上述报道的GaN低噪声放大器均为固定增益设计，而以往报道的可变增益低噪声放大器往往基于CMOS、GaAs HBT或HEMT等工艺，尚未有采用GaN工艺实现的毫米波可变增益低噪声放大器的相关报道.

针对毫米波收发系统中对低噪声、高线性度以及增益可变LNA的需求，本文开发了一款可用于射频前端的毫米波可变增益低噪声放大器(VGLNA)，该放大器采用源极负反馈和并联反馈结合的拓扑结构，通过调节第二、第三级的栅极偏置实现放大器的增益控制.测试结果表明，该放大器在工作频段内实现了超过20 dB的增益可变范围和±1.5 dB的增益平坦度，整个频段内可实现大于20 dB的小信号增益且噪声系数(NF，其量值记为FN)为2.95～3.5 dB，平均OP1dB约为14.5 dBm.芯片的面积为2 mm2.

1 宽带放大电路设计

低噪声放大器设计中常使用反馈技术来拓展电路带宽.Ⅲ-Ⅴ族低噪声放大器反馈常使用共源级负反馈和并联负反馈等结构(如图1所示).源极负反馈是LNA常用的一种电路结构，其优点是可更好地实现输入匹配.如式(1)所示，LG，LS分别表示栅极电感和源极电感，CGS表示栅源间寄生电容，gm表示晶体管的跨导.增加源极电感LS，可以增大共源放大器输入阻抗Zin的实部.此外，通过噪声分析可以得到噪声系数如式(2)所示.源极电感LS将增加电路的噪声，因此应该选择合适的LG，LS以及晶体管的尺寸，以达到兼顾最小噪声系数匹配与输入匹配的目的[5].

图1 负反馈电路结构Fig.1 The negative feedback topologies,source degeneration (a) and parallel negative feedback (b)

(1)

(2)

图2 不同反馈电阻的增益曲线Fig.2 Gain comparison with various resistors

(3)

基于上述分析，如图3所示，LNA拓扑结构选择源极负反馈和并联反馈来实现宽带.电路共有三级级联，前两级基于源极负反馈结构，采用短接微带线来实现源极电感.为实现低噪声系数和高增益性能，选择栅宽为4×25 μm(4为栅指数，25 μm表示栅极宽度，下同)的HEMT.通过仿真得到，当HEMT的偏置电压为VGS=-0.8 V和VDS=3.5 V，跨导达到峰值.此外，第三级采用并联反馈结构可以实现增加电路带宽、提高增益平坦度的目的.

图3 低噪声放大器原理图Fig.3 Schematic of the proposed LNA

2 增益可调宽带电路设计

2.1 噪声分析

HEMT器件的噪声模型分析简化等效模型如图4所示.忽略Ri与Rds等其他寄生参数的影响，电路的最佳噪声阻抗Zopt如下:

图4 HEMT器件本征部分噪声等效电路Fig.4 Noise equivalent circuit of intrinsic part of the HEMT device

(4)

其中，P与R是由器件内外部因素共同决定的因子，C表示idn与ign的噪声相关系数[8].随着栅极宽度增加，晶体管Cgs增大，Zopt减小.利用ADS对GaN HEMT单管噪声进行仿真，在28 GHz处和相同偏置下，不同栅宽器件对应的最小噪声系数与Zopt具体如表1所示.

表1 仿真所得不同栅宽下的最小噪声系数与Zopt

由级联噪声系数公式可知，电路第一级的噪声和增益很大程度上决定了整体的噪声，因此其设计优化尤为重要.利用式(4)与仿真结果分析，当栅宽逐渐增大时，最低噪声系数(FN,min)略有上升，Zopt实部逐渐减小并接近50 Ω，更容易做到输入噪声匹配.然而，随着栅宽增大，在同样的偏置电流下获得的增益减小，稳定性增高，因此选择第一级的管子尺寸需要综合考虑增益、噪声匹配以及稳定性的影响.

在本次设计中第一级选择总栅宽4×25 μm，稳定性较低，因此电路的稳定性主要依靠电路偏置线上的旁路电容与稳定电阻来保证.在其电压输入端并联了多个去耦电容，大电容消除潜在的低频振荡，小电容提高平衡带内的稳定性.与旁路电容相同，在后级电路的栅、漏极偏置线上添加几十欧姆的小电阻以保障稳定性.在仿真电路稳定性时，本次设计严格按照了单级稳定性满足全频段(0～100 GHz)对稳定性的要求，不同栅极偏置状态下的稳定性系数K都达到1.1以上，来确保在放大器设计过程中整体的稳定性.

2.2 增益调节方法

收发机前端接收到的信号幅度变化较大，考虑到GaN LNA的线性度较好，为了使后级电路(如混频器)的接收端不至于饱和，希望低噪声放大器可以进行动态增益调节，从而增大整个接收机的动态范围.在可变增益放大器中，通常采用开关控制[9-10]、反馈控制[11]、改变偏置等方式实现增益可控，各种方式的优缺点[12]如下:

1)开关控制给予电路高增益与低增益两种状态，可实现宽带范围的调节，低增益方式主要依靠使后级电路处于截至状态，不会恶化匹配，但缺点是不能实现连续控制.

2)反馈控制通过改变反馈电阻的大小,改变反馈的状态，从而实现增益的调节.这种方式能够实现连续控制，但是会恶化宽带内的增益平坦度，并且调节范围有限制，不适用于宽带电路.

3)改变偏置的方法实质上是控制输入管跨导，或者是控制放大管的跨导，这种方法容易实现，增益变化时增益平坦度不会恶化，适合在本次设计中使用，但噪声性能会随着增益的减小而恶化.电路第一级的噪声和增益决定了整体的噪声，第二、第三级作为后级放大器，为电路提供增益与大的输出功率，因此在改变偏置时，通过控制后面两级的电路，在噪声不恶化太多情况下实现增益可控.

3 测试结果

采用OMMIC公司的100 nm硅基GaN工艺对所提出的宽带低噪声放大器进行了设计与加工，电路版图如图5a所示，芯片照片如5b所示.测试平台的搭建示意图如图6所示:S参数测试采用罗德施瓦茨(R&S)矢量网络分析仪(ZVA67)，噪声系数测试系统由Noisecom噪声源NC346V(0.1～50 GHz)和R&S频谱分析仪(FSW67)组成，芯片置于MPI探针台(TS150-THz)上进行片上测试.电源偏置漏极均采用3.5 V供电，栅极第一级电压为-1.1 V，并单独供电，第二、第三级的栅极供电合在一起，偏置范围为-1.1～-1.65 V，用以实现增益控制.芯片的尺寸(含Pad)为2 mm2，最大静态功耗为413 mW.

图5 VGLNA的设计版图(a)与芯片照片(b)Fig.5 The designed layout (a) and the micrograph (b) of the VGLNA chip

图6 VGLNA的小信号S参数测试方案(a)与噪声系数测试方案(b)Fig.6 Measurement setup of the VGLNA for small-signal S-parameters (a) and NF (b)

图7a展示了S参数小信号测试结果.在漏极电压Vdd为3.5 V，栅极电压Vgs为-1.1 V的偏置下，电路在20～26 GHz范围内的增益大于20 dB，增益在23 GHz处达到22 dB的峰值，3 dB带宽为17～27.5 GHz.电路在20～26 GHz的频率范围内S11小于-6 dB，20～30 GHz的频率范围内S22小于-10 dB.测试结果与版图后仿真的S参数对比，低频增益基本吻合，高频增益有所降低，输入匹配在高频段出现恶化.图7b显示了LNA噪声系数测试结果.在最高增益状态时，电路在20～30 GHz频带内噪声系数为2.95～4 dB.不同增益下的噪声测试结果显示，增益为20 dB与10 dB的噪声系数低频最大相差1 dB，20～30 GHz频带，增益为10 dB的噪声范围是2.4～3.8 dB.当增益降低到0 dB时，由于增益过低所测得结果不确定性增加，噪声抖动明显，其曲线无太大参考价值未在图中给出.值得说明的是，通常0 dB增益时输入信号较大，信噪比已足够高，即使噪声系数较高也并不会影响接收机性能.

图7 VGLNA小信号S参数(a)和噪声系数(b)测试结果Fig.7 Measured results of the VG LNA for small-signal S-parameters (a) and NF (b)

图8为LNA增益可调的测试结果，在同样的偏置下测试了多颗芯片，芯片之间差别不大.测试结果显示，20～26 GHz频段增益调节范围为0 dB～20 dB，降低栅级偏置电压Vgs，频带内的平坦度变差，当增益最低为0 dB时，增益波动性小于±1.5 dB.表2记录了偏置变化下的小信号测试结果，数据显示栅压Vgs在 -1.1～-1.3 V范围内小信号增益变化较小，电流变化较大，电压继续降低则增益出现较大变化，10 dB、0 dB增益的偏置电压差约为0.1 V.

图8 VGLNA不同偏置下小信号测试结果Fig.8 Measured large signal results of the VGLNA at different gain levels

表2 不同栅极偏置下VGLNA的小信号S参数测试结果

芯片线性度的测试与S参数相似，采用功率校准后的网络分析仪对放大器进行功率测试.图9是版图大信号仿真与测试结果对比，漏极电压Vdd为3.5 V，栅极电压Vgs为-1.1 V的供电下，测试结果显示在20～30 GHz频段内输出1 dB压缩点(OP1dB)均值为14.5 dBm，整体低于后仿结果大约2 dBm.与表3中其他文献对比，之前所报道的GaN LNA大多没有增益控制性能，而本文所设计的LNA在20～26 GHz增益调节范围为-5～20 dB，增益可调范围较大.

表3 与已发表文献的性能对比

图9 VGLNA的OP1dB仿真与测试结果Fig.9 Simulated and measured OP1dB of the VGLNA

4 结束语

本文基于100 nm硅基GaN HEMT工艺实现了一种具有良好增益平坦度的可变增益低噪声放大器(VGLNA).测试结果表明，电路在工作频率范围20～26 GHz内实现了大于20 dB的小信号增益，噪声系数为2.95～3.5 dB，平均OP1dB约为14.5 dBm.本文所设计的VGLNA在20～26 GHz增益可调范围为-5～20 dB，增益平坦度为±1.5 dB，具有大的增益动态范围与高的增益平坦度，适合应用于高性能的GaN毫米波收发前端.