感应式无线电能传输系统谐波特性研究

景妍妍，王创，蔡晓敏，韩燕

（1.南京邮电大学通达学院电气工程学院，江苏扬州，225127；2.国网江苏扬州供电公司供电服务指挥中心，江苏扬州，225009）

0 引言

感应式无线电能传输技术作为一种非接触式电能传输方式，摆脱了有线电缆的约束，电能通过空间磁场、空间电场、激光和微波等多种介质完成从电源侧到负载侧的输送[1,2,3]，实现电气与机械的双隔离，具有安全可靠、环境兼容性强、灵活方便等优势，可广泛应用于电动汽车充电、消费电子及一些潮湿、易燃易爆等场合[4,5]。

IPT系统实现能量高效传输的关键器件是松耦合变压器，其发射线圈、接受线圈之间存在较大气隙，使得耦合系数较小，系统受运行工况和环境变化等因素影响较大。为了获得良好的输出特性，通常在松耦合变压器两侧加入补偿拓扑，使系统工作在谐振状态。常见的补偿拓扑有两边均采用单电容补偿的SS、SP、PS、PP四种基本网络[6]，一边采用单电容补偿，一边采用T型或π型结构，如CLC、 LCL、 LCC等[7,8]，两边均采用T型或π型结构的复合型网络[9]。补偿元件的引入使得系统在轻载工作模式下，抑制高次谐波能力较弱，电路中的谐波导致电压/电流波形易发生畸变，甚至断续，此时采用传统基波近似法得到的输出增益不再满足负载无关性，系统稳定性变差。

本文以S-CLC补偿拓扑为研究对象，采用谐波分析法，给出电路中波形数学表达式，揭示轻载模式下导致波形断续的主要原因。针对该拓扑反向输入阻抗抑制谐波能力弱，工作在连续模式下负载范围小等问题，利用电感元件的续流作用，将整流桥前串联支路上的电容改进为电感电容组合的方式，提高输出增益的负载敏感度。

1 模型建立与理论分析

1.1 S-CLC补偿拓扑IPT数学模型

采用S-CLC拓扑补偿的 IPT 系统如图1所示。图中Uin为输入直流电压源；S1～S4为MOSFET功率开关管，构成全桥逆变电路；LP、LS分别为发射线圈和接收线圈的自感，M为两线圈之间的互感；CP为一次侧串联补偿电容，C1、L2和C3构成二次侧T型结构的复合谐振网络；VD1～VD4为功率二极管，构成全桥整流电路；Cf为整流滤波电容；RL为负载电阻。其中，uAB、iIN分别为逆变全桥输出电压、输出电流；uR、iR分别为整流全桥输入电压、输入电流。

图1 S-CLC补偿IPT系统

当S-CLC补偿IPT系统工作在谐振频率点ω0时，若电路中的补偿参数满足下式（1）～（4），该结构可实现与负载无关的任意大小电压增益输出[10]，且逆变电路输出电压uAB和输出电流iIN之间零相位，输入阻抗ZIN呈纯阻性，即ZIN=RIN。式中GCV为输出电压增益。

采用基波近似法时，逆变全桥输出方波电压uAB可近似等效为其基波正弦分量uIN。由于负载输出端采用电容滤波器，则整流电路输入电压uR为方波信号，uR的幅值取决于输出电压Uo，相位和电流iR相同。该IPT系统可反向等效为由整流全桥输入方波电压uR激励，电流iR响应，如图2所示。

图2 等效S-CLC补偿电路

方波电压uR经傅里叶级数可分解为基波与各奇次谐波的代数和，

图2中ZINR为反向输入阻抗，其n次谐波表达式为

当n=1时，其基波阻抗为

其大小受正向输入电阻RIN影响，当谐波次数n足够大时，ZINR（n）可化简为

其大小和RIN无关，正比于谐波次数n。电流iR可写成基波成分iR1和谐波成分iRH的代数和

上式中基波电流滞后角θ为

由上式可知，iR1幅值与负载RL成反比，iRH幅值与负载RL无关，θ与负载RL成正比。图3分别绘制出了负载为10Ω和20Ω时iR、iR1和iRH波形。为实现与负载无关的恒压输出，整流电路输入电压uR和电流iR相位应时刻保持一致。由图可知，随着RL增大，当负载为20Ω时，iR将出现与uR极性相反的一段区域，在二极管构成的无源整流电路中，极性相反区域的iR将被箝位为零，即电流波形进入断续，IPT系统工作在断续工作模式。且方波电压uR波形亦受到影响，出现一定程度的畸变，导致输出电压Uo实际值将大于理论值，此时该S-CLC补偿拓扑的IPT系统将不再满足恒压输出特性。

图3 iR、iR1和iRH计算波形图

1.2 改进的补偿拓扑IPT数学模型

为提高输出电压增益的负载敏感度，扩宽连续工作模式下的负载范围，可通过降低iR中的高次谐波含量，本文采用增大反向输入阻抗ZINR中的高次谐波含量，由于T型结构中的C3对输出电压增益的影响较小，因此将C3改进为C3f和L3f串联的组合方式形成S-CLCL新型补偿拓扑，如图4所示，且保证在谐振频率点ω0处，基波输入阻抗值同S-CLC拓扑下相同，即满足

图4 改进的S-CLCL补偿电路

此时反向输入阻抗ZINR’的n次谐波表达式为

电流iR’和基波电流滞后角θ’分别为

图5绘制出了S-CLCL补偿拓扑时负载分别为40Ω和80Ω 时的 iR’、iR1’和 iRH’波形，与 S-CLC 拓扑相比，改进后的IPT系统工作在连续工作模式下的负载范围更大。

图5 iR’、iR1’和 iRH’计算波形图

2 实验

为了验证理论分析，搭建IPT实验样机。变压器及补偿元件参数数值如表1所示。控制电路采用UCC3895芯片进行移相控制，功率开关管采用IRF540，整流二极管采用MBRB20150CT。设计指标为：Uin=24V， Uo=24V，f=200kHz。

表1 IPT系统参数数值

图6分别给出S-CLC补偿拓扑下负载为10Ω和20Ω时逆变电路输出电压uAB、输出电流iIN、整流电路输入电压uR、输入电流iR的波形。随着负载增大，当RL=20Ω时，iR波形出现断续，uR波形发生畸变，与上文理论分析相对应。图7给出了RL由10Ω增加到20Ω时，输出电压Uo、输出电流Io和门极驱动信号uGS1的波形图，由图可知，由于RL=20Ω时工作在断续模式，输出电压Uo大于24V，不再实现与负载无关的恒压输出，负载敏感度较低。

图6 S-CLC补偿不同负载uAB、iIN、uR、iR

图7 S-CLC补偿负载跳变时Uo、Io

图8分别给出S-CLCL补偿拓扑下负载为15Ω和30Ω时uAB、iIN、uR和iR的波形图。随着反向输入阻抗增大，IPT系统在30Ω时也可工作在连续模式。由图9可知，当RL=30Ω时，该系统同样可实现输出24V恒压，输出电压增益的负载敏感度得以提高。

图8 S-CLCL补偿不同负载uAB、iIN、uR、iR

图9 S-CLCL补偿负载跳变时Uo、Io

3 结论

本文以S-CLC补偿拓扑的IPT系统作为研究对象，当负载超出一定范围时，基于基波分析法无法得到与负载无关的恒压输出特性，系统工作在连续模式的负载范围有限。本文揭示了由非线性二极管整流电路导致的高次谐波所占比例很大是IPT系统进入断续运行的主要原因。通过增大反向输入阻抗中的高次谐波比例，可提高输出增益的负载敏感度。实验结果验证了理论分析的正确性。