一种频率可偏移的峰值电流控制电路设计

唐 威，穆新华，董振斌，李琴琴

(西安邮电大学 电子工程学院，陕西 西安 710121)

直流/直流(Direct Current/Direct Current,DC/DC)变换器可以为电源系统提供稳定的直流电压源，其具有输入电压范围宽、驱动能力强、效率高等优势[1]，在计算机、手机以及数码相机等消费类电子产品中得到了广泛应用。常见的DC/DC变换器包括电压控制和电流控制两种模式[4]，其电流控制模式又可分为平均电流控制与峰值电流控制两种，其中，峰值电流控制模式因其瞬态响应好、增益带宽大以及能够在每个周期对电流进行限制等优势，被广泛应用于DC/DC变换器中[5]。

输出过流和短路是DC/DC中较为常见的故障，其会导致工作环境温度持续升高从而造成DC/DC性能的不稳定，严重时，过大的输出电流还会损坏用户系统。为提高变换器的工作效率，在短路时不直接关断变换器，而是通过降低变换器工作频率控制电感平均电流。如文献[6-7]通过在振荡器中引入控制信号，在输出短路时控制振荡器电容充电电流大小降低内部振荡器频率。但其降频能力有限，并且会增加振荡器的设计难度。文献[8]引入降频控制电路，在输出短路时将开关频率降低至原来的1/4，使电感电流的平均值相比于峰值电流大大降低，但其可限制的峰值电流范围有限。

为了降低变换器在短路时电感电流的平均值，设计了一种频率可偏移的峰值电流控制电路。采用电流检测场效应晶体管(Current Sense Field Effect Transistor,SENSEFET)对电感电流采样，将功率管上的压降与采样管上的压降进行比较，以提高变换器工作效率。另外，通过检测输出电压，采用数字控制电路产生随输出电压变化的变频信号，从而降低当出现输出短路或者出现过流将输出拉低的情况时的变换器工作频率，降低电感电流平均值。

1 峰值电流控制原理

降压(Buck Down,BUCK)型峰值电流控制模式DC/DC结构主要包括误差放大器(Error Amplifier,EA)、脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation,PWM)比较器、斜坡补偿、电流采样、逻辑控制等模块。其结构示意图如图1所示。

图1 BUCK型峰值电流模DC/DC的结构

图1中，M1为功率开关管，L1为输出端外接电感，D1为续流二极管，C1为滤波电容，RL为负载电阻，Vout为输出电压，R1与R2为电阻分压网络，VIN为DC/DC变换器输入电压，SW为输出的开关控制信号，VFB为输出反馈电压，Vss为软启动控制电压，Vref为内部基准电压，Vcomp为EA模块输出电压，D为占空比信号，Vs为PWM的正向输入端电压。

电流模DC/DC变换器主要由电压外环和限流内环两个环路构成。电压外环由反馈网络、频率补偿和误差放大器EA构成。限流内环由斜坡补偿电路、电流采样以及PWM比较器构成。反馈网络中电阻R1与R2对Vout进行采样，将产生VFB信号作为误差放大器的反相端，内部基准作为正向端。经过EA后输出峰值电感电流控制信号为Vcomp。电流采样电路对电感电流进行采样，将与斜坡补偿电路叠加后产生Vs信号输入到PWM比较器的正向端，Vcomp作为反向控制端，输出占空比调节信号D，经逻辑控制后关断功率管M1，直到下个时钟到来，重新导通功率管M1。

峰值电流控制电路作为变换器中重要模块之一，在很大程度上决定着变换器的性能[9]。峰值电流控制电路结构示意图如图2所示，图中，M1与M2分别为采样管和功率管，M1与M2的宽长比为1：N，Iref为参考电流，Vsense为PWM正向端参考电压，Vctrl为开关控制信号。

图2 峰值电流控制电路结构

图2中参考电压Vsense主要由M1导通电阻以及参考电流Iref决定，其大小决定了峰值限流阈值及峰值电流控制电路的稳定性。为了避免了传统串联电阻检测所带来的效率降低问题[10]，采用SENSEFET采样技术。当功率管控制信号Vctrl为低时，功率管M2与采样管M1关断，Iref参考电流支路电流为零，以达到在小占空比条件下工作时，该限流电路能够起到降低系统静态电流的目的。为了提高比较器共模输入范围与增益，PWM比较器采用文献[11]中以共源共栅电流镜作负载的共栅差分输入结构。

2 峰值电流控制电路设计

峰值电流控制电路设计包括参考电压产生电路、斜坡产生电路以及频率偏移控制电路3个部分。

2.1 参考电压产生电路

图3 参考电压产生电路结构

(1)

由M3与M2镜像关系可知，流过M3的电流为Icomp的K1倍，K1表示电流镜像因子，其大小与器件尺寸有关，则流过M7的电流表达式为

(2)

其中，M13被用来给电路提供合适的偏置点。同理，可以确定流过M11的电流即为参考电流Iref。M10为高压器件，当输入为高压时，可以提高电路可靠性，防止支路器件被击穿。M9为采样管，与主功率管导通电阻成比例。M9导通时，电压Vsense可以近似表示为

Vsense=VIN-K2IM7Rsense

(3)

式中：Rsense表示M9导通时的导通电阻；K2表示M11与M7的宽长比。

由式(3)可以看出，功率管导通时，Vsense电压随IM7减小而增加。SW电压随电感电流上升不断减小，直到Vsense电压高于SW电压时，图2中PWM比较器输出信号翻转，控制功率管关断，直到下个时钟低电平到来时功率管将被重新导通。

2.2 斜坡产生电路

斜坡产生电路由斜坡电压产生电路以及电压电流转换电路两个部分构成，其示意图如图4所示。图中的Mi(i=1,2，…，26)为MOS器件，C1、C2、C3和C4为电容元件，R1和R2为电阻，Icharge为电容充电电流，Vctrl_f为频率偏移电路产生的脉冲信号，FIV2、FIV4和FIV8为频率偏移控制电路产生的控制信号，Vslope信号为斜坡电压产生电路输出，Ibias1为由基准产生的偏置电流信号。

图4 斜坡产生电路

斜坡电压产生电路产生并输出电压以及频率有关的斜坡电压，经电压电流转换电路后将其转换为斜坡电流。电路在开始工作时，频移控制信号均为高电平，此时斜坡补偿斜率最小。随反馈电压不断上升，控制信号FIV8、FIV4和FIV2依次翻转为低，实现斜坡补偿斜率分段增加。当反馈电压上升至基准电压的3/4时，斜坡补偿斜率达到最大值，此时Icharge仅对电容C1充电，产生Vslope信号供电压电流转换电路使用。

当EN信号翻转为低时，图4(b)偏置电路开始工作，M9的镜像M12电流为斜坡电流产生电路提供尾电流，当Vslope信号开始上升时，M18器件作为源跟随器在A点输出与Vslope斜率相同的信号，同时，C点电压下降，M4器件下拉能力减弱。当反馈电压上升至内部基准电压3/4时，A点电压VA的计算表达式为

(4)

式中，Vth表示M18器件阈值电压。

在电压电流转换电路中，M13器件栅极接地，阈值电压记为Vth1。此时，Vctrl_f为低电平，M14处于关断状态，电阻R1、M13以及M7构成通路的电流计算表达式为

(5)

式中：μp表示空穴迁移率；Cox表示单位面积栅氧层电容；W/L表示M13的尺寸；VGS电压表示B点电压，其计算表达式为

VB=VA-IR1

(6)

假设M18与M13阈值电压相等，则由式(5)和式(6)可以推出，由斜坡电压转换成斜坡电流的计算表达式为[13]

(7)

式中的K3为镜像因子，表示转换的斜坡电流Islope为I的K3倍。

由式(7)可以看出，通过调整电阻R1、斜坡电压Vslope以及电流镜像因子即可得到所需的补偿电流，从而使得峰值电流控制环路在D>50%时，输出稳定的占空比信号，控制电感电流平均值的稳定。

2.3 频率偏移控制电路

频率偏移控制电路用于产生斜坡补偿电路控制信号和功率管开关频率控制信号，电路原理如图5所示。图中的AND2_1、AND2_2和AND2_3为两输与门，AND3与AND4分别为三输入和四输入与门，D1、D2和D3为D触发器。Vref_0p2、Vref_0p4和Vref_0p6为基准电压，CLK为内部时钟信号，CLK2、CLK4和CLK8为采样信号产生电路输出，CLK_pulse为变换器内部振荡器输出经延迟单元后所产生的脉冲信号，COMP1、COMP2和COMP3为比较器，用来检测输出电压。

图5 频率偏移控制产生原理

频率偏移控制原理为，在反馈电压VFB上升至参考电压Vref_0p6之前，采样信号产生电路产生不同占空比信号CLK2、CLK4和CLK8，其波形如图6所示。

图6 采样信号产生电路输入输出波形

占空比信号CLK2、CLK4和CLK8与比较器输出经两输入与门采样后，与时钟信号CLK作为四输入与门AND4的输入产生随输出电压变化的不同频率、不同占空比信号。该信号作为触发器D1、D2和D3的时钟信号，比较器输出使能信号作为数据端，当反馈电压上升至参考电压的1/4时，比较器输出信号A翻转为低，经D1触发器后产生控制信号FIV8供斜坡补偿电路使用。随着输出电压继续上升，FIV4、FIV2信号相继翻转，以此来控制补偿斜率。

另外，AND4的输出与CLK_pulse信号、使能控制信号经三输入与门后，产生随输出电压变化的不同频率的脉冲信号Vctrl_f，用来决定斜坡产生电路以及功率管的频率。

3 仿真及分析

基于0.25 μm双极、互补金属氧化物半导体(Complementary Metal Oxide Semiconductor,CMOS)和双扩散金属氧化物半导体(Double Diffused Metal Oxide Semiconductor,DMOS)工艺模型，利用Cadence Spectre对电路进行仿真。

表1列出了频移控制电路与斜坡补偿电路关系，其中ftyp表示变换器稳定输出后的工作频率。

表1 频移控制电路与斜坡补偿关系

频移控制电路和斜坡补偿电路仿真波形如图7所示，当误差输出电压大于500 mV时，Vctrl_f时钟开始产生，变换器功率管打开。变换器工作频率与补偿斜率的比例均为8∶4∶2∶1，可以看出，Vctrl_f时钟频率以及斜坡产生电路随反馈电压上升产生了4段变化。

图7 频移控制电路与斜率补偿电路验证波形

为验证参考电压以及补偿效果，对变换器整体电路进行仿真。仿真时设置输入电压为12 V，输出电压为9 V，即占空比信号D为75%，负载电流为2.5 A。验证结果如图8所示，其中，IL表示输出电感电流，Ton与Toff分别表示功率管在一个周期内的开启和关断时间，虚线表示Vsense电压，实线表示SW电压。图8(a)为引入斜率补偿时变换器工作波形，图8(b)为无斜率补偿时变换器工作波形。

图8 变换器工作波形验证

图8(a)中Islope信号为斜坡补偿电流，Iref为图3中流过M11的电流，即参考电流，Vsense为参考电压，Vout为变换器整体输出波形，由验证结果可以看出，当占空比为0.75，即占空比大于50%时，变换器无次谐波产生，输出电压纹波为3.4 mV，精度较高。而无斜率补偿引入时，电感电流会出现次谐波振荡，输出电压纹波为83 mV，纹波明显增大。仿真结果表明，增加斜坡补偿电路可使电流控制模式DC/DC变换器输出电压稳定，满足实际应用需求。

输出短路情况下的验证波形如图9所示，当变换器输出短路时，频移控制电路检测输出电压变化，将变换器工作频率调整为正常工作时的1/8。验证结果显示，输出短路时，电感电流的平均值为2.32 A，峰值限流值为6 A，说明该限流电路可以有效减小输出短路时的电感电流平均值，能够在实际应用中，起到延长变换器使用寿命，保证用户系统安全的作用。

图9 输出短路验证波形

不同方法设计电路的性能参数比较结果如表2所示。考虑电感峰值电流与平均电流的差值，可以看出，所设计电路电感电流的平均值比峰值电流显著降低，弱化了电感电流峰值对平均电流的约束。这主要是因为所设计电路会在短路时将变换器的开关频率降低至正常工作时的1/8，使得电感电流在每个周期中的下降时间显著增加，从而控制电感电流的平均值在每个周期内有效减小。

表2 不同方法设计电路的性能参数比较结果

基于0.25 μm 双极、CMOS和DMOS工艺完成了电路前端设计与后端实现，图10给出了变换器整体电路版图，其面积为1.4 mm×1.7 mm。

图10 变换器整体电路版图

4 结语

设计了一种频率可偏移的峰值电流控制电路。输出电压在上升过程中，将其分为4段进行斜率补偿，保证了系统可以正常上电。采用节点法将补偿电流与受控电流进行叠加。当变换器输出短路时，通过频率偏移控制电路可将内部时钟频率调整为正常工作时的1/8，增加了电感电流的下降时间。仿真结果表明，在大占空比应用时，该电路的输出电压纹波小，控制环路稳定。当输出短路时，能够有效降低电感电流的平均值，防止输出过流和短路造成工作环境温度持续升高从而导致DC/DC性能的不稳定。