雷达信号侦察处理系统研究

蚩建峰

(解放军92785部队，河北 秦皇岛 066200)

1 绪 论

电子战接收机是电子情报侦察体系和干扰机中的重要组成部分，它的主要功能是接收复杂信号环境下的非合作信号[1]。电子战接收机需要能适应现代高密集的信号环境[2]，对接收到的大量信息必须实时或准实时地进行处理，其侦察接收结果的性能直接影响电子对抗干扰的效果。最主要的特点[3-4]有：(1) 宽输入带宽；(2) 高灵敏度；(3) 高的测频精度和频率分辨率；(4) 大动态范围；(5) 处理同时到达多个信号的能力。

如图1、图2所示，传统的模拟式信道化接收机把瞬时带宽划分成相互交叠的多个信道，每个信道对应1个模拟滤波器，对每个滤波器的输出信号检测之后，判断信号驻留于哪个信道，后面再进行AD采样和识别、参数测量等信号处理。获取的雷达基本特征参数包括：载波频率、脉冲宽度和幅度、脉冲到达时间等。干扰机根据雷达参数进行干扰决策，以获取最佳干扰参数。传统的接收机不仅体积庞大，结构也比较复杂，而且由于某些器件本身是非线性的，导致接收机下变频后的基带信号相位有偏差，从而影响接收结果的判断和后续处理。因此数字化信道接收机[5]近年来被广泛使用，由于干扰机目前主要是采用现场可编程门阵列(FPGA)实现信号的侦收处理，因此本文重点研究易于FPGA实现的相关处理算法[6]。

图1 模拟信道化示意

图2 侦收处理模型

2 信号检测原理及实现方案

信号检测实现雷达信号的检测、幅度信息提取，为后续同步存储以及实现相关干扰时序(如间歇采样、假目标、距离波门拖引等)服务，瞬时测频接收机(IFM)也需要检波信号引导接收机工作。

检波性能的好坏直接影响着干扰机对雷达信号的判断，以及后续的处理性能。检波分为模拟检波和数字检波，模拟检波方法具有温度性差和检波线性不好等固有缺陷，且检波的精度低，丢失了信号的相位信息，一般作为模拟信号检测引导使用，在接收机中一般采用数字检波的方法。

2.1 检波原理

理想的正交下变频后，I，Q两路信号可表示为：

si(t)=rcosφ(t)

(1)

sq(t)=rsinφ(t)

(2)

由公式(1)、(2)可以得到：

(3)

(4)

在FPGA中，用查找表的方式很容易实现反正切函数和求平方根函数，而且可以达到很高的精度。为了减少存储空间，可以在查找表中完成信号功率与阈值比较的运算，输出为0或1的检波结果。用查找表方法实现如图3所示。

图3 用查找表求幅度法检波

但是在使用查找表的时候，由于存储空间的限制，也不能完全使用IQ两路数据的全部16 bit数据。例如对于8 bit的模数转换器(ADC)，需要16位的只读存储器(ROM)地址。这么大的查找表在FPGA上很难实现。一种易于实现的方法是对I、Q数据舍弃低m位，近似为：

(5)

(6)

舍弃低位，会使算出来的幅度值并不是1个常数，通过固定检测门限后，会使检波结果存在1个闪烁区。

另外一种简单的算法是利用I，Q两路数据的绝对值的最大值来近似代替信号的幅度，如图4所示。

图4 用Max(abs(I)，abs(Q))来近似信号的幅度

具体实现方法如图5所示。

图5 用绝对值最大值法检波

用比较器就可以直接实现，运算资源占用较少。但是由于I，Q数据的绝对值的最大值是对信号幅度的近似，存在凹坑，会引起检波闪烁的现象。如图6所示，I，Q相等点的幅度与信号幅度相差3 dB，即存在3 dB的幅度闪烁区。

图6 近似算法带来检波闪烁原因示意

2.2 迟滞比较器

对于幅度判断,如果只设定1个判断阈值，则会出现如果输入幅度为门限时，由于噪声和幅度测量误差的影响，输出的检波信号来回闪烁，如图6所示。使用迟滞比较器就可以解决这个问题。

迟滞比较器输出状态的转换取决于输入信号的变化过程，它有2个判断门限：输入信号从低电平上升的过程中，对应的检测门限为上门限；输入信号从高电平下降过程中，对应的检测门限为下门限。另外由于迟滞比较器内部存在正反馈，所以输出电压波形的边沿很陡。迟滞比较器检测过程如图7所示。

图7 迟滞比较器和单门限比较比较器效果比较

2.3 脉宽滤波

脉冲宽度滤波器也称为计数滤波器，主要采用计数的方法来实现数字滤波。由于干扰机工作灵敏度较高，信号检测门限较低，同时受散热和收发隔离等影响，其内部会存在噪声的尖峰干扰，有可能超过信号检测门限，但是通常其幅度不稳定，持续时间较短，因此根据先验知识，当脉宽小于某一设定值时，不可能是真实的雷达信号，应给予滤除，从而抑制尖峰干扰。这也就是脉宽数字滤波电路的工作原理。

当原始输入信号由低变高后，基准时钟信号开始被计数，当检测到的脉冲宽度小于一定的值(如200 ns)时，确定为尖峰干扰，不予输出，当输入信号宽度大于预置滤波宽度时，滤波器输出方波供后序电路处理。滤波脉宽的选择是影响计数频率滤波器滤波效果的关键，脉宽太小，部分尖峰干扰信号不能滤除；太大将会丢失有效的雷达信号，所以应用中应根据实际现场情况，选择适当的滤波脉宽。

如果当前检测到2个有效的雷达信号脉冲，并且2个脉冲之间的间隔小于一定的距离，则认为可能是接收机内的噪声或者其他因素导致的同一个雷达检测信号的中断，需要将其作为同一个信号。

脉宽滤波的实现与迟滞比较器类似。即其上门限为脉冲宽度大于a，判断脉冲有效，其下门限为低信号脉宽大于b，判断脉冲结束。

3 测相测频原理及实现方案

测相测频的作用主要如下：

(1) 采用快速测频的方法，在检波有效内测出当前输入信号的粗测频率，用于判断当前频率是否位于零频或者多信道交叠区域，用来辅助后续电路操作。

(2) 粗测雷达信号的形式，以及是否存在多雷达信号，用来辅助后续干扰设计：

(a) 在侦收的完整脉冲内，测出起始频率和终止频率，如果其差值大于一定的值，则判断为线性调频信号，否则为单载波信号。以选择相应的干扰模式；

(b) 在每个脉冲前沿测出其起始频率，并判断它与上一个脉冲起始频率差值是否超过一定的值(如5 MHz)。如果超过，说明当前空域存在多雷达信号或者雷达存在频率捷变；

(c) 在侦收的完整脉冲内，检测每个采样点之间的角频率差值，如果角频率差值大于一定的值(如2/3π)，则判断雷达采用二相编码信号。

3.1 测频原理

可见，在dt时间内测出相位的变化值，就可以得到频率的值。为得到频率的值，首先需要求出相位的值。可以使用查找表法根据公式(3)或者是CORDIC算法求相位值，这里使用CORDIC算法。测频实现方案如图8所示。

图8 测频实现方案

3.2 测相原理及实现方案

对于某向量的角度，CORDIC算法通过对一系列固定角度的旋转将该向量逼近坐标轴，通过将旋转的角度值叠加获取选择的角度，从而间接获取原始向量的角度。CORDIC算法旋转示意图如图9所示。

图9 CORDIC算法旋转示意

设|A|=r，则x=rcosθ1，y=rsinθ1，θ=θ1-θ2，x′=rcosθ2=cosθ(x+ytanθ)，y′=rsinθ2=cosθ(y-xtanθ)。

假如每次旋转θi，当tanθi=2-i，公式中的乘法操作就可以转化成相应的移位操作。y的符号决定下次旋转的方向，即要求靠近x正半轴，用σi表示，当y′=0时，中间每次旋转的角度和θi就是所求的相位。在每次旋转的时候，可以将前面的乘积项cosθ部分提取出来，不参与运算，这对于旋转的角度并没有影响。如果需要得到真实的幅度值，可以对结果再加以校正。这样，每次迭代的公式为：

(7)

可以看出，x，y相当于每次都移i位后进行加(或减)运算，而z则是每次加(或减)arctan(2-i)的角度。

n次迭代后，变为：

(8)

由于第1次迭代时旋转了arctan(20)，旋转角度总和在-π/2和π/2之间，这个限制导致当要计算角度绝对值大于π/2时，需要增加旋转。可以多增加2次45°的旋转。

如果需要获取真实的幅度值，可以将xn的结果乘以Kn得到。

对于8 bit的数据，如图10所示，由于增加2次45°旋转，在流水的方式下，结果的输出要延时10个时钟周期。

图10 每次旋转角度

CORDIC算法实现可分为迭代结构和流水结构两种，其中流水结构是以面积来换速度。干扰机的接收机中考虑到系统实时性要求，一般采用流水结构，如图11所示。

图11 流水结构实现CORDIC算法

实际应用中，对于800 MHz的采样率，dt=1.25 ns，则：

Δθmax=360°·fmax·Δt=180°

即对于400 MHz以下的频率，最大相位差在±180°内，不存在相位模糊的问题。

4 数字AGC原理及实现方案

对于常用的信号存储转发的干扰模式，它存在的一个问题是，其输出功率取决于输入功率。由于射频接收前端需要有很大的动态范围，通常在30 dB左右。而数字射频存储器(DRFM)的输出信号功率则要求超过一定的值，才能实现对于目标雷达的有效干扰。

DRFM中一种解决措施是不使用AGC控制，此时为了保证小功率输入信号的输出功率，接收端的放大器需要很大的增益，这样容易造成大输入信号时放大器饱和，或者AD/DA削顶失真，导致谐波分量和杂散显著增大，影响干扰效果。

另外一种措施是使用AGC控制。在接收的雷达信号与干扰输出之间实现自动增益控制。AGC系统由幅度测量和可变增益放大器组成。幅度测量部分从ADC输入的信号中提取幅度，自动调节可变增益放大器的增益，当输入信号幅度增大时，反馈回路控制其增益按一定关系减小，减小时，其增益则按一定关系增大。这样无论输入信号强弱，经AGC放大后都能得到电平基本恒定的输出信号，从而保证整个系统的动态范围。数字AGC的反馈部分由数字处理实现，与模拟AGC相比，数字AGC降低了调试难度而且增强了稳定性、收敛性和精确性。

5 数字信道化原理及实现方案

模拟信道化虽然在一定程度上稀疏了每个信道的脉冲流密度，但是在单个信道内，由于其带宽较宽，还是存在宽带接收机中较难解决的同时到达信号的处理问题。对于同时到达信号，其幅度和频率的测量都会有较大的误差，导致后续处理性能下降，而采用数字信道化的方式可以较好实现对同时到达信号的处理。

如图12所示，借鉴模拟信道化的思想，数字信道化接收机是使用1组滤波器把接收机的整个工作带宽划分成若干个小块，每个小块称为1个信道，接收到的信号经过滤波器组以后，不同频率的信号会在不同的滤波器输出，即在不同的信道输出。每个信道输出的信号是1个窄带的带通信号。对每个信道输出的窄带信号进行频谱搬移，变成低通信号。为了降低信号后续处理的速率，可以对每个信道的低通信号进行抽取。

图12 通过带通滤波，然后进行下变频的信道化接收机结构

这种结构的信道化接收机信道的划分比较灵活，通过设计不同的带通滤波器，就可对信道进行不同方式的划分。这有利于在使用过程中根据实际需求对信道进行灵活划分，可以只对有用频段的信号进行处理，丢弃不关心频段的信号。

等效结构如图13所示，先进行下变频，然后进行低通滤波。

图13 信道化接收机等效结构

这种结构的信道化接收机与上一种是完全等效的，只是每一个滤波器都是低通滤波器。如果信道宽度是均匀划分的，那么每个信道的低通滤波器可以是一样的，也就是说只需要设计1个低通滤波器，简化了系统的设计。

但是，用图12和图13所示的滤波器组来实现信道化是很不经济的，由于滤波运算位于抽取因子之前，对运算速度要求很高，对实时处理极其不利，尤其是当信道数多，抽取系数D值很大时，图中的滤波器所需的阶数可能会变得非常大，而且每一信道就要配一个这样的滤波器，滤波后的数据大部分被抽取运算舍弃了，实现效率非常低，需要找到高效实现结构。

对于正交采样系统，假设系统的采样频率为fs，整个系统的带宽为fs，每个子带带宽为B，信道划分为N份，抽取比D=N(N为偶数)，即：

fs=B·N

(9)

信道划分形式如图14所示。

图14 正交采样系统下的信道划分示意

下变频时，取每个信道的中心频率为本振频率，即fo=i·B+B/2,i=-N/2,-N/2+1,…,0,1,2,…,N/2-1。

为了表示方便，一般取i～[0,N-1]，此时：

fo=(i-N/2)·B+B/2，i=0,1,2,…,N-1

(10)

则本振信号可以表示为：

(11)

当用数字方式产生本振信号时，t可以用nT来表示，T为采样时间。得到第i个信道的数字化本振：

(12)

令低通滤波器的冲击响应为h(t)，对于输入信号为y(t)，经过传统的数字下变频后，信号可以表示为:

y(t)=[s(t)e-jωot]*h(t)=

(13)

设采样时间为T，经过离散化之后可以表示为：

(14)

用序列的形式来表达：

(15)

经过D点抽取后的信号可以表示为：

(16)

根据式(11),当抽取系数与信道数相同时，即D=N时，则:

(17)

则对于第i个信道，其输出为：

i=0,1,2,…D-1，n=0,1,2,3…

(18)

利用多相滤波器的原理，将滤波器系数划分为D部分(D与信道数一致)，每部分长度为M，M=ceil(K/D)，(不足部分作补零处理)，K=MD。即可以将k表示为如下的形式：k=m·D+L,L=0,…，D-1;m=0,…，M-1，将之代入式(18)，得到：

(19)

(20)

即第i信道的输出为D个卷积结果r(n,L)进行离散傅里叶逆变换(IDFT)后的第i个频率分量。

图15 基于多相滤波器结构的数字信道化

对数字信道化的效能进行仿真验证，以实际存在的多信号交叠场景为例，假设接收机到达的3个信号为：信号1：频率-40 MHz的单频信号；信号2：频率30 MHz的单频信号；信号3：中心频率305 MHz，带宽10 MHz的线性调频信号。

3个信号在时间域重叠，在频域位于不同频率范围。相对关系图如图16所示，同时到达信场景如图17所示。

图16 信号1，2，3相对时间关系图

图17 同时到达信号场景

进行64信道化信号的时域和频域如图18、图19所示。有信号存在的信道如图19所示。

图18 64信道化处理后时域

未进行信道化处理前，3个信号时域重叠在一起，无法准确测量信号参数。信道化后能够区分开，信道化细分后对同时到达信号的参数测量更准确，有利于后续信号分选和目标数据融合。

同时从图19可以看出，信号3由于信道化的划分导致信号被分割到2个信道，因此需要对信道17，18进行合并，在多信号到达时还需要进行通道融合处理，判断跨信道信号和边带信号。这是下一个阶段需要研究的内容。

图19 16信道3，17，18，63信道时域

6 展 望

目前的主流是将传统的信道化接收的概念和宽带数字接收机相结合起来的软件化电子侦察接收机，将目前成熟的中频数字处理技术应用于信道化接收机，用数字中频信道化代替模拟滤波器组，克服传统信道化接收机存在的问题和缺陷。这样数字信道化接收机具有传统模拟信道化接收机同样的优点，又由于采用了数字技术，滤波器的一致性好、可靠性高，这不仅能够大大提高测频精度，而且符合数字化趋势的发展潮流，整个接收机性能上将产生质的改变。

目前数字信道化主要应用在信号的侦察接收模型中，随着FPGA器件的发展，在FPGA内实现发射信道化已经成为可能，将给雷达的抗干扰带来更大的挑战。