低压配电网中的新型功率变换器

楼航船，邓少立，刘润鹏

（1.华南理工大学电力学院，广东广州 510640；2.易事特集团股份有限公司，广东东莞 523808）

近年来，储能系统被广泛应用于低压直流配电网中，以补偿发电与用电之间的功率不平衡。双向DC-DC 变换器作为高压直流母线与储能元件之间的交互接口是储能系统所必需的[1-5]。其中，隔离双向DC-DC 变换器因其电压转换增益可通过变压器的匝比实现灵活调节的优点，所以成为当前研究的热点。但其泄漏电感和寄生电容的存在，功率器件会产生电压或电流尖峰[6]。

在隔离双向DC-DC 变换器中，电压型双向全桥隔离DC-DC 变换器因其高功率密度、零电压开通(ZVS)、级联或并联模块方便等优点而受到越来越多的关注[7-8]。但电压型结构因其电流纹波较大，储能系统寿命大大降低的缺点，在储能系统中并不适用[9]。研究人员又提出了一系列电流型双向全桥隔离DC-DC 变换器的模型[10-11]。另外，研究人员在电流型结构中引入了多相交错技术，进一步减小了储能侧的电流纹波和滤波器的尺寸[12-13]。然而，随着电源开关和控制变量数目的增加，控制策略变得更加复杂。

针对低压直流配电网中的储能系统，文中提出了一种采用双等宽PWM 加移相控制的新型双向DC-DC 变换器。该拓扑结构采用了电流倍压器和电压倍压器这两个倍压单元，即使变压器的匝比不高，也能获得高电压增益，并在低压侧采用电流型结构交错输入的方式，减小了电流纹波。同时，该变换器采用双等宽PWM 加移相控制，实现了电压匹配与双向功率流动之间的解耦。因此，该控制结构简单，易于实现。

1 工作原理与性能分析

该变换器的电路图如图1 所示。在低压侧，输入侧电感L1和L2相同，可等价为两个恒定的电流源；Cc是钳位电容；Lr为低压侧的等效电感。在高压侧，采用T 型三电平桥臂，Lm是等效励磁电感；Cu和Cd是钳位电容。变压器一次侧电压用uab表示，二次侧电压用ucd表示。Boost 模式被定义为功率从低压侧流向高压侧，反之则为Buck 模式。

图1 所提出变换器的电路图

1.1 工作原理

D代表低压侧开关管Q1（或Q2）的占空比。Q1管的驱动信号滞后Q2管180°，并且Q1、Q2的驱动信号分别与Q1a、Q2a互补。S3（或S4）的占空比与Q1（或Q2）的占空比相同。S3的驱动信号也滞后于S4180°，并且S3和S4的驱动信号分别与S1和S2互补。φ代表一次侧电压uab和二次侧电压ucd之间的移相角。

当低压侧输入电压V1变化时，通过调节占空比D，可以实现变压器高低压侧电压匹配Vo=nV2/2，有效减少了环流，提高了变换器的效率。功率P随占空比D和移相角φ的改变而改变。当0 ＜φ＜2π(D-0.5)时，稳态下的驱动信号、变压器原边电压uab、副边电压ucd、漏感电流iLr和励磁电感电流iLm的工作波形图如图2 所示。

图2 0 ＜φ ＜2π(D-0.5)时工作波形图

其半个周期的工作状态的具体分析如下：

模态一（在θ0之前）：Q1、Q2a、S2、S3导通，由于实现了高低压侧的电压匹配，因此iLr的斜率为0，并且功率从低压侧流向高压侧。

模态二（θ0-θ1）：在θ0时，Q2a关断，iLr和iL2的电流之和给Q2a的结电容C2a充电，同时给Q2的结电容C2放电，直到C2放电至0，Q2的体二极管D2导通。

模态三（θ1-θ2）：在θ1时，Q2实现了零电压导通，uab和ucd电压分别为0 和-V2/2。因此，电感Lr上所加电压为nV2/2。

模态四（θ2-θ3）：在θ2时，S2关断，iLm和niLr的电流之差给S2的结电容Cs2充电，同时给S4的结电容Cs4放电，直到Cs4放电至0，S4的体二极管Ds4导通。

模态五（θ3-θ4）：在θ3时，S4实现了零电压导通。uab和ucd的电压都为0。因此，uLr和iLr都等于0。

模态六（θ4-θ5）：在θ4时，Q1关断，iL1和iLr的电流之差给Q1a的结电容C1a充电，同时给Q1的结电容C1放电，直到C1放电至0，Q1a的体二极管D1a导通。

模态七（θ5-θ6）：在θ5时，Q1a实现零电压导通，uab和ucd的电压分别为Vc和0。因此，vLr等于Vc。

模态八（θ6-θ7）：在θ6时，S3关断，iLm和iLr的电流之和给S3的结电容Cs3充电，S1的结电容Cs1放电，直到Cs1放电至0，S1的体二极管Ds1导通。

模态九（θ7-θ8）：在θ7时，S1实现了零电压导通，开始iQ1a从源极流向漏极，但是当iL1=iLr之后，电流iQ1a反向流动。在此状态，能量始终从低压侧流向高压侧，uLr为0。

模态十（θ8-θ9）：在θ8时，Q1a关断，iL1和iLr的电流之和给Q1a的结电容C1a充电，同时给Q1的结电容C1放电，直到C1放电至0，Q1的体二极管D1导通。

1.2 控制框图

因其工作状态是对称的，故只分析了半个周期，其余的状态与此类似。图3 给出了功率P与占空比D、移相角φ的关系。通过调节占空D可以实现V1和V2之间的电压匹配。利用PI 调节器调节移相角φ可以实现对传输功率的控制。因此，电压匹配和功率传输控制是解耦的。图4 为其控制框图。

图3 功率P与占空比D和移相角φ的关系

图4 控制框图

2 软开关分析

参考文献[14-16]对低压侧两相交错的半桥型双向DC-DC 变换器的软开关进行了详细分析。因此，该节主要分析高压侧的软开关。

开关管S1-S4在Boost 模式下的软开关性能分析与Buck 模式下的相似。因此，两种模式下的软开关条件可以用相同的方法来分析。图5 给出了以S1和S2为例进行分析的关键波形。根据其工作模式分析，通过iLm和iLr给结电容进行充放电来实现零电压开通。因此，开关管S1-S4在Boost 和Buck 模式下的软开关条件如式（1）所示：

式中，Tdz为死区时间，Coss为结电容容值。

如图5 所示，S1导通前，励磁电感电流iLm为最大值iLmmax，漏感电流iLr开始下降。根据式（1），开关管S1和S2在Boost 模式下的零电压开通条件为：

图5 S1-S4的波形

从式（2）可以看出，随着移相角φ的减小，S1和S2的零电压开通条件越来越难实现。当传输功率为0（移相角φ为0）时，零电压开通最不易实现。因此，为了实现零电压开通，Lm必须设计如下：

在式（3）中Lm的取值是与传输功率无关的。因此，S3和S4在Buck 模式下的零电压开通条件与式（3）相同。最后，S1和S2在Buck 模式与S3和S4在Boost 模式下的零电压开通条件也可以被推导为：

由式（3）、（4）可知，当Lm满足式（4）时，Boost 和Buck 两种模式下高压侧的零电压开通条件均能自动保证。图6 绘制了Lm最大值与V1、Tdz的关系，标明了零电压开通的临界范围。

图6 励磁电感最大值与低压侧电压V1和死区时间Tdz的关系

为了减小励磁损耗，Lm在设计时应尽可能大一些。如图6 所示，Lm随着Tdz的升高而增大。然而，较长的死区时间使得开关管的体二极管导通时间更长。因此，励磁电感选择800 μH，死区时间设置为600 ns。

3 比较分析与实验结果

表1 为所提出的变换器与文献[17-19]中变换器的对比。根据控制变量之间的关系可以看出，只有所提出的变换器才能实现单独控制电压匹配和双向功率流动。此外，具有电压匹配控制功能的隔离双向DC-DC 变换器比其他隔离双向DC-DC 变换器具有电压增益高、控制简单、软开关范围广、电流纹波小以及双向对称功率流的优点。因此，所提出变换器比其他方法更适合于低压配电网中的储能系统。

表1 不同类型变换器的性能比较

该文设计了一台额定功率为700 W，开关频率为50 kHz 的实验样机，实验参数如表2 所示。为了测试不同占空比D下的性能，低压侧电压V1设为40～60 V，高压侧电压V2设为240 V。储能侧电感L1、L2为79 μH 时，Q1a、Q1、Q2a、Q2可以实现零电压开通。根据以上分析，通过死区电路将Tdz设置为600 ns 左右，实验中控制器采用TMS320F28335。

表2 实验样机中的主要参数

Boost 模式和Buck 模式下额定功率的实验波形如图7(a)～(c)、图8(a)～(c)所示。uab和ucd分别为变压器原、副边电压波形，iLr为漏感电流波形。从图7、图8中可以方便看出，当变压器两侧电压uab和ucd匹配时，漏感电流斜率为零，实现了电压匹配。因此，变压器两侧实现了电压匹配，同时确保全部开关管均能实现零电压开通。

图7 Boost模式下实验波形图

图8 Buck模式下实验波形图

Buck 模式下Q1a、Q1、S1和S3的软开关实验波形如图9(a)～(d)所示。由于拓扑结构的对称性，Q2a、Q2、S2和S4同样可实现软开关。根据图9分析得出，所有开关管均可实现零电压开通，实验结果与理论分析吻合。

图9 V1=50 V时Buck模式下软开关实验波形图

4 结论

该文提出了一种应用于低压配电网中采用双等宽加移相控制的新型功率变换器。由于采用了两个倍压单元，即使变压器的匝数比不高，也可获得较高的电压增益。通过解耦控制策略，实现对电压匹配和功率流动控制的解耦。电压匹配通过调节占空比实现，功率流动控制通过调节相移角实现。因此，大大降低了控制的复杂度。通过与其他功率变换器进行对比实验，验证了该变换器具有电流纹波小、电压增益高、软开关范围广、控制简单等优点。最后，该文制作了一台700 W 的实验样机，验证了该文提出变换器及其控制策略的可行性，并且得出提出的拓扑结构和控制方法适合应用在低压直流配电网中的储能系统。