一种新型有源电力滤波器双滞环电流控制策略

李国华，梁敬博，张 宇，宋 路

（1.辽宁工程技术大学电气与控制工程学院，葫芦岛 125105；2.中国移动通信集团公司政企客户分公司，北京 100053；3.国家电网公司平高集团有限公司，平顶山 467000）

有源电力滤波器APF（active power filter）因其良好的谐波补偿效果、较强的动态跟踪性以及补偿谐波的实时性，已逐渐成为抑制谐波的主要手段[1-2]。APF 的核心部分为逆变器，即其主电路，其工作在高频状态下，故功率损耗和故障发生几率较大，工作可靠性较低的问题也一直未得到有效解决。一旦APF 主电路部分发生故障，APF 不仅无法抑制谐波，其本身也将成为谐波源向电网注入谐波，加重电力系统谐波污染状况，因此有必要考虑如何提高APF 工作可靠性，减少开关器件故障发生几率。

目前关于提高APF 工作稳定性的研究主要集中在以下几个方面：①使用三相四开关拓扑代替三相六开关拓扑，该方法虽在一定程度上提高了APF的工作稳定性[3]，但在补偿精度方面做出了牺牲，补偿效果欠佳且降低了APF 的容量，对其应用范围造成了一定的局限；②使用级联多电平APF 以降低开关管平均通断频率，该方法保证了较高的补偿精度和工作可靠性[4-6]，但该拓扑APF 体积庞大，制造成本较高，成本利用率较低，且并未从根本上降低开关器件故障发生几率；③使用三相四桥臂APF，该方法多出了一相冗余桥臂，在发生单桥臂故障时冗余桥臂替代故障桥臂工作，提高了工作稳定性[7-8]，但主电路开关频率并未发生变化，且成本较高，并未真正解决功率损耗和高故障率的问题。

综上所述，本文在不改变三相六开关APF 拓扑的基础上，提出一种新型滞环电流控制策略，通过对电流误差与滞环环宽的比较，合理控制开关管的通断，有效降低开关频率和开关损耗，改善谐波补偿效果，提高工作可靠性。最后，仿真和实验结果证明了该策略的正确性和有效性。

1 传统滞环电流控制策略

图1 为三相六开关有源电力滤波器拓扑，根据电力系统中的谐波分布情况，通过三相桥臂实时向电力系统注入与当前谐波大小相等、相位相反的谐波来改善电能质量，减少谐波污染。APF 的控制策略有多种，其中以滞环电流控制策略的响应速度最高，而且该方法具有快速可控性、易于实施、高鲁棒性以及对硬件电流要求不高等优点，已经逐步成为APF 最主要的控制策略之一[9-10]。本文将分析并对比传统滞环电流控制策略和提出的新型双滞环电流控制策略，并得出新型双滞环电流控制的优点。

图1 三相六开关有源电力滤波器拓扑Fig.1 Topology of three-phase six-switch active power filter

传统滞环电流控制策略仅通过电流误差和滞环环宽的做差比较来控制逆变器PWM 波的输出。当电流误差超过滞环带的上界时，逆变器该相的上桥臂关断、下桥臂导通，使电流误差e（t）下降至滞环带内；当电流误差超过滞环带的下界时，该相的下桥臂关断、上桥臂导通，使电流误差e（t）上升。往复执行此操作，电流误差e（t）将在滞环环宽范围内上下浮动，呈锯齿状前进[11-13]。

由图2 可知，在传统滞环电流控制策略下，逆变器的输出只有正、负两种情况，而没有零输出状态，因此该方式下任何时刻的相电流变化率均可写成

可得

式中：±2Vdc为直流侧电容电压，其正、负由逆变器的通断状态决定；ε 为负载反电动势；ΔI 为逆变器输出电流变化率；Δt 为对应时间；L 为滤波器的串联电感；T 为一个完整通断周期。

在0→t1阶段，Δt=t1，因此可得

在t1→T 阶段，Δt=T-t1，可得

由式（3）和式（4）推出

则当ε=0 时有最大开关频率fmax，即

图2 传统滞环电流控制原理Fig.2 Schematic of traditional hysteresis current control

上述控制策略可以完成对系统中谐波的补偿，但开关频率较高且频率变化幅度较大，导致IGBT极易发生故障，故对APF 的工作可靠性有一定威胁，且该控制策略补偿误差较大，在一些对电能质量要求较高的工业场所，其滤波效果不能达到现场要求。

2 新型双滞环电流控制策略

本文提出一种新型双滞环电流控制策略来解决APF 开关频率较高，IGBT 易故障导致工作可靠性较低的问题，同时提高谐波补偿精度。双滞环电流控制同时采用2 个滞环比较器来实现电流控制，2 个滞环带上下重叠且存在较小偏移电流以控制主电路IGBT 的通断。当前大多数双滞环控制策略是利用2 个滞环比较器来选择空间电压矢量进而控制开关管通断，补偿精度不够理想。与现有双滞环电流控制策略不同，本文提出的新型双滞环电流控制策略直接将电流误差与双滞环环宽进行比较，确定其相对大小，便可快速控制开关管的通断。且该控制策略在三相六开关拓扑不变的情况下，通过使用双滞环比较器，可以实现目前逆变器只有在级联形式才能输出多电平的功能，国内尚无相关学术论文对此展开研究，具体做法如下。

当电流误差e（t）超过上滞环上边界时，逆变器该相上桥臂关断、下桥臂导通，输出反向电压驱使电流误差e（t）下降至滞环范围内；当电流误差e（t）超过下滞环下边界时，逆变器下桥臂关断、上桥臂导通，输出正向电压驱使电流误差e（t）上升至滞环范围内。

当电流误差超过下滞环上边界和上滞环下边界时，逆变器上、下桥臂均关断，即逆变器处于零输出状态，此时电流误差e（t）在负载反电动势ε 的作用下向反方向逆转，从而不再到达上滞环上边界和下滞环下边界。若零输出状态下电流误差未能成功反向逆转，其将穿过内环边界到达外环边界，此时再导通相应的IGBT，驱使电流误差反向逆转至滞环范围。

具体的开关流程如图3 所示，当电流误差e（t）到达下环下限时，逆变器输出正向电压驱使电流上升；当电流误差e（t）到达上环上限时，逆变器输出反向电压驱使电流下降；当电流误差e（t）经过上环下限和下环上限时，逆变器处于零输出状态，在反电动势ε 的作用下改变电流误差e（t）的趋向。

图3 新型双滞环电流控制原理Fig.3 Schematic of novel dual hysteresis current control

该控制策略下，平均输出电流中引入了1 项直流偏移误差，通过在相电流参考值基础上添加滞环偏移电流量的一半，即可消除此直流偏移误差，补偿偏移电流的极性取决于最近时间段内逆变器输出极性：当逆变器输出为正向电压时取正极性；当逆变器输出电压为负极性时取负极性。

在0→t1阶段，Δt=t1，可得

由式（7）和式（8）推出

当ε=Vdc时有最大开关频率fmax，即

由式（6）和式（10）对比可知，采用新型双滞环电流控制策略，开关频率比传统滞环电流控制减少了3/4，频率变化幅值也缩小为传统滞环电流控制的1/4，故可显著降低逆变器开关频率，减少开关损耗，提升其工作稳定性。

3 仿真和实验分析

为验证所提方法的正确性，首先利用Matlab 软件对两种滞环电流控制策略进行仿真分析并对比，系统参数如下：电网线电压有效值为380 V，频率为50 Hz；直流侧电容C1、C2均为1 100 μF；直流侧参考电压为600 V；输出端电抗器为2 mH；负载为168+j16 Ω；偏移补偿电流设置为120 mA。为确保对比的正确性，设置两种滞环比较器在1 个完整周期内完成100 次通断，即平均开关频率为2 500 Hz。

由图4 和图5 可知，传统滞环电流控制策略下的输出电流上下浮动较大，波形也不够平滑，而新型双滞环电流控制策略下的输出电流波动较小，更为光滑，波形更接近目标波形，且相同开关频率下其电流误差环宽明显降低，对参考电流逼近度有显著提升。

图4 传统滞环电流控制下输出电流与开关管导通情况Fig.4 Output current and inverter switch under traditional hysteresis current control

图5 新型双滞环电流控制下输出电流与开关管导通情况Fig.5 Output current and inverter switch under novel dual hysteresis current control

图6 和图7 为两种控制策略下单位周期内开关频率的变化，可知采用新型双滞环电流控制策略降低了开关频率在基频周期上的变化，进而可以减少开关损耗。

图6 传统滞环电流控制策略单位周期开关频率变化Fig.6 Variation in switching frequency over one cycle under traditional hysteresis current control

图7 新型双滞环电流控制策略单位周期开关频率变化Fig.7 Variation in switching frequency over one cycle under novel dual hysteresis current control

此外，由图8 和图9 两种控制策略下系统电流归一化频谱可知，采用新型双滞环电流控制策略，谐波电流集中在2 倍开关频率的位置，进而使得系统THD 下降为0.7%，与传统滞环电流控制策略下5.7%的THD 相比，滤波效果得到显著提升。

图8 传统滞环电流控制下系统电流归一化频谱Fig.8 Normalized frequency spectrum of system current under traditional hysteresis current control

图9 新型双滞环电流控制下系统电流归一化频谱Fig.9 Normalized frequency spectrum of system current under novel dual hysteresis current control

为进一步验证所提控制策略的正确性，在TMS320F2812 系列DSP 条件下搭建了图10 所示的实验样机,在与系统仿真相同的参数下进行实验验证。

图10 实验样机Fig.10 Experimental prototype

图11 为平均开关频率在2 500 Hz 下，APF 的输出电流、参考电流以及开关电压，可知在实验条件下，输出电流能够很好地完成对参考电流的跟踪，且逼近度较高，和仿真结果一致。

图11 新型双滞环电流控制实验波形Fig.11 Experimental waveforms under novel dual hysteresis current control

图12 为实验条件下，系统电流的归一化频谱，THD=0.831%，由于仿真中并未对死区时间建模，故实验与仿真结果存在细微误差，但误差较小，与仿真结果较为吻合。

图12 新型双滞环电流控制系统电流归一化频谱Fig.12 Normalized frequency spectrum of system current under novel dual hysteresis current control

图13 为参考电流突变情况下，新型双滞环比较控制策略下输出电流的变化，可见输出电流能够快速切换状态，在较短时间内即可成功跟踪突变后的参考电流并稳定在新的滞环带内，继续跟踪参考电流。

图13 参考电流突变下输出电流响应状况Fig.13 Response of output current to step change in reference current

4 结语

为了提高APF 工作可靠性和谐波补偿能力，针对传统滞环电流控制策略的不足，本文提出一种新型双滞环电流控制策略，通过合理控制IGBT 的通断提高APF 的工作能力。仿真和实验结果表明，该控制策略不仅保留了滞环电流控制的高度可控性和快速响应性等优点，同时相比传统滞环电流控制策略极大地降低了逆变器的开关频率与开关损耗，且在补偿精度方面也有很大程度的提高，对参考电流的逼近度有明显提升，实现指令电流无静差跟踪控制。该方法不仅降低了开关频率和开关故障率，还大大提高了谐波补偿能力，具有很大的实际应用价值。