一种适用于真空断路器合闸的控制电路

习江飞，刘成，李正辉

（1.铁科院（北京）工程咨询有限公司，北京 100081；2.河南省轨道交通智能安全工程技术研究中心，河南 郑州 450000）

断路器是电力机车和城轨车辆的重要组成部分，承载牵引主电路的通断，在瞬时大电流或短路时起着对主电路的保护作用，其动作次数频繁，要求可靠性必须稳定。为避免在分合闸时产生大量的电弧，要求合闸时间短、能量充足。电力机车通常采用真空断路器，而城轨车辆则采用高速断路器，本文以真空断路器为研究对象展开。真空断路器在合闸时需要充足的能量保证合闸线圈得电，使得动触头闭合，稳定的直流电源是真空断路器合闸线圈正常工作必不可少的，合闸线圈为能在短时间（通常在100 ms左右）内获得一个电流脉冲进行合闸，通常选择两种方式供电：一是蓄电池，二是储能电容[1]。若选择蓄电池，则需在外围配置充电线路、保护电路，也需考虑过放电、过充电的问题；而选择储能电容则会避免这样的状况，其充电电路比蓄电池更简单有效[2]。文献[3]提出的储能电容充电电路，充电起始时先将充电电阻串入电路中，当电压升至一定值时，闭合充电接触器，继续将输出电压升至最大值，该电路缺点是充电电阻、接触器体积大，占用设计空间；当负载侧发生短路时，对电源侧会造成冲击。

基于上述原因，本文采用双管Buck-Boost电路，如图1所示，该电路具有无源器件少，开关管应力低等优点[4]，此外MOSFET具有自关断能力，负载侧发生短路时，不会对电源侧造成影响。

图1 双管Buck-Boost变换器拓扑Fig.1 Topology of double-tube Buck-Boost converter

图1中，Ud为输入电压，Uo为输出电压，T1，T2为MOSFET开关管，D1，D2为二极管。

1 工作原理

图1中，T1与 D1，T2与 D2分别构成 Buck单元与Boost单元，该电路的特点是在任一时刻仅有一个开关管动作，即当仅T1闭合、T2关断时，该电路为Buck电路；当T1保持闭合、T2闭合时，该电路为Boost电路。输出、输入电压之间的关系不同，电路工作模式也不相同。假设电路中电感电流连续，等效Buck电路、等效Boost电路原理图分别如图2、图3所示。

图2 等效Buck电路Fig.2 Equivalent Buck circuit schematic diagram

图3 等效Boost电路Fig.3 Equivalent Boost circuit schematic diagram

设开关管 T1，T2的占空比分别为 d1，d2，周期分别为Ts1，Ts2，由等效电路分析可知，双管Buck-Boost组合电路的电压转化率[5-7]为

2 电路元件参数设计

电路设计要求：输入电压Ud=110 V，输出直流电压Uo=300 V，额定输入电流 IL=6 A，T1，T2开关频率均为50 kHz。

2.1 电感的参数设计

Boost模式下电感的纹波应控制电感电流脉动的最大值为电感电流的20%，即

当电容电压达到300 V时，T2出现最大占空比，其最大占空比为

计算可得d2_max=0.63。在Boost模式下，电感电流IL在T2导通时上升，在T2关断时下降，故电感电流脉动值为

由式（3）、式（4）可得电路的储能电感为

计算得电感L=2.887 mH，实际取3 mH。

2.2 功率管T1和二极管D1的设计

在Buck模式下，T1，D1工作，所承受的是电源的输入电压，两者的电压应力为

当输入电压最高时，则承受的电压最大。

一个周期内 T1，D1的电流有效值 IT1_Buck，ID1_Buck分别为

计算可知IT1_Buck=6.81 A，ID1_Buck=6.12 A。

2.3 功率管T2和二极管D2的设计

在Boost模式下，T2，D2工作，承受的是充电电路的输出电压，所承受的电压应力为

当输出电压最高时，则承受的电压最大。

在Boost模式下，一个周期内开关管T2，二极管 D2的电流有效值 IT2_Boost，ID2_Boost分别为

计算可知IT2_Boost=6.72 A，ID2_Boost=6.20 A。

通过以上分析，并考虑2倍以上的裕量，充电电路的功率管T1，T2采用的型号为FCB20N60（20 A/600 V）；二极管D1，D2采用的型号为IDD12SG60C（600 V/12 A）。

3 电路控制方式设计

储能电容选择恒流充电，首先进行预充电，在Buck电路模式时采用滞环电流控制，其原理如文献[8]。预充电结束后电路进入Boost模式，采用电流环PI调节，保持电流恒定，并对输出电压实时检测，在电压达到设定值300 V时停止充电，当低于280 V时则重新对电容进行充电。储能电容充电电路控制图如图4所示。

图4 储能电容充电电路控制图Fig.4 Capacitor charging circuit control chart

采用状态空间平均法[9]对拓扑结构进行小信号模型分析，等效电路如图5所示。

设T2的导通时间为ton2，选取电容电压Uc和电感电流iL为状态变量。图5中，rc为电容C2的等效电阻。在Boost电路中，一个开关周期内的2个工作状态如图6所示。

图5 双管Buck-Boost变换器小信号模型Fig.5 Small signal model of double Buck-Boost converter

图6 Boost电路一个开关周期内的工作状态Fig.6 The working state of Boost circuit in a switching period

在时间段[0，d2Ts2]内，T2导通，D2关断，Boost模式在该阶段的等效电路如图6a所示，状态方程为

在时间段[d2Ts2，Ts2]内，T2关断，D1导通，Boost模式在该阶段的等效电路如图6b所示，状态方程为

令x（t）=[iLUc]T，u（t）=Ud为状态变量，得：

式中：A1，A2，B1，B2为系数矩阵。

得到CCM Boost变换器的状态空间平均方程如下式所示：

对状态矢量均加入扰动指令后，得到扰动方程为

由直流稳态分析得直流分量X：

解得：

加了扰动分量得到Boost交流小信号状态方程为

对式（19）进行s域变换并改写成标量形式为

控制到电感电流的小信号传递函数为

图4中T2的PWM信号是由信号波通过三角波作为载波调制产生，电流环传递函数框图如图7所示。图7中，Gsi为电流控制器，Gid为控制对象，H为电流采样系数，KPWM为信号波到占空比的等效系数，KPWM=1/Ucm，Ucm为载波幅值，由系统频率与开关频率决定。本文系统频率为200 MHz，开关频率为50 kHz，则KPWM=0.000 25。

图7 电流环传递函数框图Fig.7 Block diagram of current loop transfer function

充电电路中Ud为110V，电容C的容值为20mF，其内阻为52 mΩ，占空比d2的取值为0～0.63，H值取1。由图7可知该控制系统控制对象为

由式（22）可知，当d′2取最小值即d′2=0.37时，系统稳定性最差，开环传递函数为

为提高动态响应，实现对电流的快速跟踪，对控制系统进行补偿[10]，采用电流环PI调节，开环截止频率一般选取开关频率的1/5～1/2，可获得更好的电流环动态特性[11]，本文开环截止频率选取开关频率的1/5，即20 000π rad/s。控制器参数应满足以下关系：

求得积分系数Kii=1 318.8，比例系数Kip=4.2。加入电流控制器前后的Bode图分别如图8、图9所示。可以看出，加入PI控制器后，低频增益增大，相频特性有很大的相位，系统动态性能改善。

图8 加入电流控制器前的开环Bode图Fig.8 Open loop Bode diagram before adding current controller

图9 加入电流控制器后的闭环Bode图Fig.9 Closed loop Bode diagram after adding current controller

4 仿真及实验验证

为了进一步验证滞环电流控制及电流环PI调节的有效性，搭建了仿真及实验平台，其设计参数为：输入电压DC110 V，输出电压DC 300 V，充电电流6 A，电感3 mH，储能电容20 mF。

4.1 仿真分析

预充电时T1导通，电路为Buck模式，控制方式为滞环电流控制，其滞环宽度为1 A，该模式下的电流、电压波形分别如图10、图11所示。

图10 Buck模式下电感电流IL波形Fig.10 Inductor current ILwaveform in Buck mode

图11 Buck模式下电容电压Uc波形Fig.11 Capacitor voltage Ucwaveform in Buck mode

图10中，电感电流值为5～6 A，在0.6 s时减小为0，对应于图11预充电电压达到110 V，表明预充电在0.6 s时完成。

预充电结束后，T2闭合，电路进入Boost模式，电路继续为储能电容充电，当电压达到300 V后充电结束。充电全过程电感电流波形如图12所示。

图12 电感电流波形Fig.12 Inductance current waveform

由图12可知，电路0～0.6 s时工作在Buck模式，在0.6～1.6 s时工作在Boost模式，电感电流在5.8～6.4 A，纹波为0.6 A，满足设计要求。储能电容电压波形如图13所示。

图13 储能电容电压波形Fig.13 Storage capacitor voltage waveform

图13中，在Boost充电模式下，储能电容电压线性增长，用时1 s从110 V增加到300 V时，充电总用时1.6 s。

4.2 实验验证

为验证恒流充电的控制策略，对充电电路搭建了实验平台，完成了一台输入电压为DC110 V/6 A（77～137.5 V），输出为DC300 V的样机，并进行实验验证，实验中式（24）、式（25）中的参数取Kii=1 318.8，Kip=4.2。图14为电感电流波形图。

图14 电感电流波形Fig.14 Inductor current waveform

图14中，“①”表示电路工作在Buck阶段，电流范围5～6A；“②”表示电路工作在Boost模式，电感电流恒定，电流在6 A左右；“③”表示电流降为0，充电完成。图15为储能电容电压波形图。

图15 储能电容电压波形Fig.15 Storage capacitor voltage waveform

对应于图15中，“①”为预充电阶段，用时约0.5 s电压达到110 V；“②”表示充电进入Boost模式，电容电压继续上升；“③”表示电压已达300 V，全程用时1.6 s左右，储能电容电压的实验验证与仿真平台保持一致。

5 结论

本文对真空断路器合闸控制电路提出了改进，采用双管Buck-Boost变换器为储能电容充电，讨论了滞环电流控制和电流环PI调节的控制方案，建立了小信号数学模型，充电电路可实现全过程恒流充电，仿真和实验结果表明该充电电路电流稳定在6 A，充电至电压300 V用时为1.6 s，控制方式稳定，较好地满足了断路器合闸控制电路的设计要求。