一种Si CMOS的Ka波段毫米波功率放大器

陶 李，田 彤

(1.中国科学院 上海微系统与信息技术研究所，上海 200050；2.中国科学院大学，北京 100049)

毫米波功率放大器(MilliMeter wave Power Amplifier，MM-wave PA)作为毫米波收发机系统的关键组件，广泛地应用于所有的毫米波收发系统中。最近十年来，得益于Si CMOS工艺制程的技术水平不断提升，相关硅基有源器件的截止频率及其在毫米波频段的频率响应等性能得到了显著改善。相应地，毫米波功率放大器的研究也得到了极大的推动和发展。由于晶体管本身的增益限制和衬底损耗等原因，Si CMOS功率放大器的功耗问题一直备受诟病，如何获得理想的大功率输出是个非常严峻的挑战。而且随着工艺节点的不断降低，晶体管的标准工作电压也随之降低。因此在较低的工作电压下，通过合理的设计来获得较高的工作电流，且承受较大的漏极电压摆幅，以实现大功率输出是非常有挑战的目标。

1 功率放大器电路设计

1.1 中和电容与稳定性

功率放大器的基本功能是放大交流功率，其前提是不发生振荡，也就是在晶体管的截止频率范围以内绝对稳定。晶体管栅极寄生电容等寄生参数以及严重失配的阻抗匹配网络都可能导致功率放大器的反向隔离效果变差，最终导致形成正反馈通道，引发振荡。

如图1所示，共源差分对中由栅极和漏极之间的寄生电容CGD引入了一个与信号传输方向相反的通路，降低了反向隔离度，进而影响功率放大器的稳定性[1]；此外如果晶体管的栅极和源极之间的寄生电阻rG，P或者晶体管导通电阻ro较大，都会降低稳定性系数K变小，从而影响功率放大器的稳定性。为了增强功率放大器的稳定性，可以在共源差分对的漏端引入中和电容CN来增加其差分稳定性[2-3]。对图1所示的共源放大器的小信号等效电路，基于K-Δ条件的功率放大器稳定性条件可推导出[4]：

图1 差分对放大单元引入中和电容后的小信号等效电路

(1)

中和电容的作用是消除CGD引入的反向耦合通道，增加反向隔离度。中和电容可以等效为一个并联在栅漏寄生电容上的负的电容。图2显示了在带有中和电容的共源极差分对中，当中和电容变化时，电路的稳定性系数K值的变化趋势。当中和电容的容值与栅漏寄生电容相等时[5-6]，电路稳定性最好。

图2 中和电容值与稳定性系数的关系示意图

此外，由于中和电容对栅漏寄生电容的抵消作用，还可以一定程度提高功率级的输入阻抗。对于功率放大器，其功率级的晶体管数量很大，导致功率级的输入阻抗大幅降低。因此引入中和电容的另一个好处是，提高后级放大器的输入阻抗，强化前级放大器的驱动能力。

1.2共源共栅差分对放大单元

针对低电压高功率的设计难点，文中设计的毫米波功率放大器的放大单元将采用共源共栅差分对结构。功率放大器作为典型的大信号电路，其晶体管漏极电压摆幅最高可以达到直流偏置电压的两倍。长时间工作在这样的电压摆幅条件下，对于低压的Si CMOS工艺，存在器件寿命和可靠性的风险。共源共栅结构采用了堆叠的晶体管，因而能够承受更高的电压摆幅。此外，在相同的直流工作电流条件下，共源共栅结构可以获得比共源结构高出2 dB左右的功率输出。为了获得更高的效率，并折衷考虑功率增益，电路将被设置为Class AB类工作状态。理论上当功率单元被过驱动时，其效率最高可达71%[7]。最终得到的电路结构如图3所示。

通过负载牵引方法可以得到功率放大器的驱动级(Driver)和功率级(Power)的最佳负载阻抗Ropt[8]，相关参数在图3中列出。

图3 功率放大器放大单元电路图

1.3 阻抗匹配网络设计

基于Si CMOS工艺制作的片上变压器，具有隔离直流、阻抗变换、电压电流变换的功能。也常用于不同电路模块间的合功与分功和用作片上单端-双端或双端-单端转换[9]。由于其成本低、集成度高的特点，片上变压器广泛地应用于射频集成电路中[10]。因为它们简化了布线，布局更为紧凑，降低了互连线的损耗[11]。与谐振LC阻抗变换网络相比，变压器具有更好的功率传输效率[12]。为了更准确地反映变压器的相关性能指标，一种高度简洁的面向设计的变压器模型[13]，如图4所示，被广泛采用。

图4 面向设计的变压器模型

图4中，Lep为等效的第1级线圈电感，Les为等效的第2级线圈电感。Ne为变压器的有效匝数比，Rp和Rs分别用以等效一级线圈和二级线圈的寄生电阻，模拟两级线圈的自身损耗和Q值。这些参数之间的关系可表示为

Lep=Lp，

(2)

(3)

(4)

这个模型的优势在于，用最少的器件对变压器的一级线圈和二级线圈的感值进行了等效。其中Lep与Lp是完全等效互易的。等效后的二级线圈感值Les包含了变压器两级线圈互相耦合引入的感值变化。寄生电阻Rp和Rs引入的损耗则可以体现为线圈Q值对于阻抗变换的影响。区别于其他对变压器的分析多关注阻抗的实部变换的情况，这个简洁的等效模型可以定量分析变压器线圈感值在阻抗匹配时的作用。

结合图4所示的变压器模型，可以得到所需的变压器各级线圈感值参数。通过电磁仿真建模，可以得到如图5所示的用于阻抗匹配和单-双端及双-单端信号转换的阻抗匹配网络。

图5 用于阻抗匹配的变压器

2 测试结果与分析

2.1 测试环境与测试方法

笔者所设计的毫米波功率放大器工作在Ka频段，采用 65 nm Si CMOS工艺流片制造。芯片显微照片如图6(a)所示。

图6 毫米波功率放大器显微照片与测试方案示意图

该功率放大器工作电压为1.2 V，实际直流电流为265 mA，总功耗为318 mW，功率放大器核心面积为540 μm×170 μm。毫米波功率放大器测试所需的仪器设备包括矢量网格分析仪、射频信号源、频谱仪、精密直流电源和探针台等[14]。具体型号为网络分析仪N 5227 A，探针台Summit 11 KB、矢量信号源Agilent E 4438 C，频谱仪N 9030 A、精密直流电源N 6705 A。由于功率放大器为单端输入、单端输出，因此采用探针台的针具为经地-信号-地(Ground-Signal-Ground，GSG)射频探针，探针间距为100 μm。如图6(b)所示，使用矢量网格分析仪结合探针台对功率放大器的S参数进行测试。如图6(c)所示，使用信号源和频谱仪对功率放大器的输入输出特性进行测试。测试信号从左侧GSG探针和焊盘进入芯片，经右侧焊盘和GSG探针输出。

2.2 测试结果分析

经过矢量网格分析仪测试的Ka波段功率放大器的小信号S参数如图7所示。测试结果表明在工作频段内S11均小于-10 dB，但较仿真结果偏低约5 GHz，显示输入匹配网络有较大偏离；S22在频段内略大于-10 dB，较仿真结果有所恶化；S21在频段内均高于20 dB，较仿真结果有误差。输出端S22出现的恶化表明输出阻抗匹配网络没能精确地将50 Ω的负载阻抗变换到预期的最优负载阻抗。

图7 功率放大器的S参数测试预防针结果对比

测试单元随输入功率变化的输出功率曲线如图8(a)、功率增益曲线如图8(b)、功率附加效率曲线如图8(c)所示。测试结果显示，该功率放大器在工作频段内的最大输出功率为16.3 dBm。当功率放大器过驱动时，其最大PAE为16.9%，1 dB压缩点为13.2 dBm，功率增益为23.6 dB。

图8 功率放大器测试单元的输入输出特性曲线、功率增益曲线与功率附加效率曲线

分析认为，误差主要来自无源器件建模的误差。仿真过程中对于多个变压器之间的寄生效应考虑不够充分。为此，对所设计的片上无源阻抗匹配网络进行了整体的电磁仿真建模。并将整体电磁仿真(full EM)后的S参数和输入输出特性曲线与测试结果进行了对比，如图9所示。通过整体建模，仿真结果与测试结果吻合得更精准，S参数的频率误差缩小到1 GHz，最大输出功率的误差降低到0.5 dBm以内，功率增益的误差降低到1 dB以内。可见，多个片上变压器线圈之间的寄生效应是导致测试结果偏离仿真结果的主要原因。对于多个变压器线圈之间存在的寄生效应，应考虑采取必要的技术手段予以隔离或控制。

图9 片上无源网络整体电磁仿真结果与测试结果对比

表1给出了近年来国际上的Ka频段毫米波功率放大器的相关工作与文中工作的性能指标比较。可见笔者所设计的毫米波功率放大器输出功率接近先进水平，在功率增益指标上有明显的优势，在芯片面积的利用效率上有明显优势，以较小的芯片面积实现了较高的功率输出。

表1 Ka频段毫米波功率放大器性能比较

注：*芯片的面积均不包括焊盘，仅为实际工作区域的面积。

3 结束语

笔者设计了一款工作于Ka频段的毫米波功率放大器。该功率放大器的功率级和驱动级均为差分共源共栅结构的放大单元，并采用中和电容增强其稳定性。文中基于变压器设计实现了良好的输入输出端阻抗匹配，级间匹配和单-双端信号及双-单端信号转换。测试结果显示，在30 GHz到32 GHz的工作频段内，功率放大器的饱和输出功率达到16.3 dBm，最大功率附加效率可达16.9 %，功率增益为23.6 dB。分析认为，测试结果与仿真结果的差异主要来自芯片上的多个变压器线圈之间的寄生效应导致的阻抗匹配误差。线圈之间的寄生效应可以通过增加屏蔽的方法来予以改善。为了进一步满足毫米波雷达和通信系统对功率放大器的需求，笔者设计的毫米波功率放大器可以继续改进，例如通过功率合成等技术手段进一步提升最大输出功率，通过更精确的优化设计片上无源阻抗匹配网络以提升功率附加效率，通过预失真等技术手段提升线性度等。经过流片测试，笔者设计的Ka波段共源共栅差分功率放大器芯片为基于Si CMOS的毫米波功率放大器提供了一种可行的高功率输出的设计实例，对于进一步研制20 dBm及以上输出功率的SiCMOS 毫米波功率放大器具有重要意义。