宽温度范围高精度基准电压源设计

(西安邮电大学电子工程学院,陕西西安 710121)

带隙基准电压源因具有较低温度系数和较高电源抑制比的特点,被广泛用于DC-DC、模数转换器(ADC)以及低压差线性稳压器(LDO)等数模混合集成电路中[1-2]。传统的带隙基准电压源是通过将双极型晶体管具有负温度系数的基极-发射极电压(VBE)与正温度系数(PTAT)的电压(ΔVBE)以适当的权重相加,从而得到零温度系数的输出电压值。然而,传统的带隙基准电压源仅对温度特性曲线进行一阶补偿,难以满足现代高精度系统的要求。为了得到低温漂的基准电压源,需要进行高阶补偿[3-5]。对此,许多文献提出了不同的补偿方法来降低温度系数。文献[6]采用分段补偿技术,通过在电路中加入两个不同的曲率补偿电路,在低温段和高温段分别实现对基准电压的曲率补偿,但这种电路较复杂,且电源抑制比(PSRR)较低;文献[7]利用MOS 管工作在亚阈值区时漏电流和栅源电压的非线性特性,通过引入与基准电压温度系数成相反趋势的高阶补偿电流对基准电压进行曲率补偿;虽然文献[7]在宽温度范围内降低了温度系数,但是由于使用了较多的三极管,导致占用的面积较大。

本文设计的带隙基准电压源基于Brokaw 基本结构,利用PN 结的反向饱和电流随温度敏感变化的原理,在高温段进行了曲率补偿,使其在-40～+150 ℃的宽温度范围内表现出5.82×10-6/℃的低温漂特性。

1 传统Brokaw 型带隙基准电压源

图1 是传统的Brokaw 型带隙基准结构。图中,运算放大器的输出端与Q1、Q2的基极相连,为Q1、Q2提供基极电流。由于运算放大器的电压钳位作用使得电阻R3和R4上的电压降相等,若R3=R4,则流过R3和R4两条支路的电流相等,此时三极管Q1和Q2的基极-发射极电压差为:

于是流过电阻R1的电流为:

则流过电阻R2的电流为2I。该电流作用在R2上,可以产生一个具有正温度系数的电压,将该电压与Q2的基极-发射极电压VBE相加,便可得到输出电压VREF的表达式为:

通过改变R1、R2的大小,可以获得一个与温度无关的基准电压。

由文献[8]可知,三极管的基极-发射极电压VBE随温度变化并不是线性的,它可以表示为[9]:

式中:T为热力学温度;T0是参考温度;VG0是在温度为T0时的发射结电压;η是与工艺有关但与温度无关的常数;α的值与集电极电流IC的温度特性有关(当IC与温度成正比时,α=0;当IC与温度无关时,α=1)。

图1 传统Brokaw 型带隙基准电压源Fig.1 Conventional Brokaw-type bandgap voltage reference

式(4)中的VTln(T/T0)体现出非线性项,式(3)只能实现一阶温度补偿,获得近似零温度系数的基准电压。因此,要得到高精度的基准输出电压,必须对VBE的非线性分量进行高阶补偿。

2 宽温度范围高精度基准电压源设计

本文设计的宽温度范围高精度基准电压源整体电路如图2 所示,包含启动电路、偏置电路、带隙基准核心电路和曲率补偿电路。

2.1 带隙基准核心电路

图2 中的Q3、Q4和R5～R9以及运算放大器(M16～M23)组成一阶带隙基准电压源。其中,Q3和Q4发射极结面积之比为1 ∶8,R5=R6。利用运放的“虚短”特性,钳位A 点和B 点电压,使得VA=VB。假设Q3和Q4的集电极电流为I1,则:

由KCL 有流过R9和Rtrim的电流为2I1,所以有:

因此Q3基极电压为:

于是带隙基准电压可表示为:

然后通过电阻升压网络可得到基准输出电压VOUT:

为了产生零温度系数的带隙基准电压,对VOUT关于温度T求偏导,即:

由式(10)可看出,通过调节电阻R3、R4、R8和R9的比值即可得到理想的零温度系数的基准输出电压VOUT,然后通过分压网络可得到多个零温度系数电压值,分别为电路中需要的模块提供参考。其中,Rtrim的作用是为了解决实际生产中的偏差失配问题加入的修调电阻,减少误差。

式(9)是在理想条件下得到的基准输出电压值。图2中,由于三极管Q3、Q4存在来自于R3的基极电流,这就导致R3和R4上的电流不一致,使VOUT在VREF的基础上产生一定的温差,并且精度、电源抑制比等参数也会受到影响[10]。因此,式(9)的表述并不准确,本文通过在Q3、Q4的基极加入电阻R7来消除基极电流带来的误差[11]。首先假设三极管Q3和Q4的基极电流为Ib,则加入电阻R7后带隙基准电压可表示为:

式(11)第二项多项式中Ib随温度变化,使得V′REF在VREF基础上多了一个随温度变化的微小变量,从而导致基准输出电压VOUT的温度特性也发生了一定的变化。由于Q3和Q4从R3抽取了两份基极电流,因此基准输出电压可表示为:

图2 宽温度范围高精度基准电压源整体电路Fig.2 The complete circuit diagram of the voltage reference with wide-temperature-range and high-precision

由式(11)可以看出,对于带隙基准电压V′REF来讲,即使加入了R7仍然可以通过调节R8和R9的比值来得到一个零温度系数的基准电压。对于基准输出电压V′OUT来讲,通过调节的值,使之等于R3,即可将式(12)的后两项消除,从而可得到R7的值为:

2.2 曲率补偿电路

曲率补偿电路由M28-M30 和Q5构成。IS由BE 结短接的NPN 晶体管Q5形成,补偿电流ICOMP1和ICOMP2通过M28-M30 电流镜结构分别注入到A 点和B 点,对PTAT 电流进行补偿。IS可以表示为:

式中:C是与PN 结的结面积及掺杂浓度有关的常数;γ在一定温度范围内也是常数;VG0为绝对零度时PN结材料的导带底和价带顶电势差,对于给定的PN 结材料,VG0为定值;q为电子的电荷量;k为玻尔兹曼常数;T为热力学温度。

图2 中,M28、M29 和M30 的宽长比为1 ∶8 ∶1,于是补偿电流ICOMP1和ICOMP2为:

经过一阶补偿和曲率补偿后的带隙基准电压可以表示成:

将式(18)代入式(9)可得到基准输出电压VOUT的表达式为:

结合式(16)～(17)和式(19)～(20)可得基准输出电压为:

式中:K0为负温度系数电压VBE3的系数;K1为一阶温度补偿系数;K2为高阶曲率补偿系数。其中一阶温度补偿系数K1主要与R8和R9的比值相关,而高阶曲率补偿系数K2主要与PN 结面积相关。

2.3 偏置电路

图2 中,偏置电路由电流源(M1～M9、Q1、Q2和R1)和电流偏置(M10～M15)组成。正常工作时,电流源产生与电源电压无关的PTAT 电流后,经过电流镜成比例复制给电流偏置部分,为M16 管提供偏置电压。令M1～M5 的宽长比相等,Q1和Q2流过的集电极电流相同,假设该电流为IPTAT,Q1和Q2发射极结面积比为8 ∶1,忽略它们的基极电流,于是有:

通过M1～M4、M10、M12 和M15 电流镜结构将IPTAT按比例精确复制,产生偏置电流和M16 偏置电压。

2.4 启动电路

带隙基准电路中,电路存在“简并”偏置点,当电源上电时,所有的晶体管均传输零电流,于是它们可以无限期地保持关断,因此需要设计启动电路。启动电路仅应在上电时提供启动功能,当基准核心电路建立稳定后保持关闭或低功耗状态,如图2 所示,M24～M27 和C1构成启动电路。当电源刚开始上电的时候,并且提供有效的使能信号EN1,EN1 和EN2 互为反向信号,启动电路开始工作。EN1 为低电平时,EN2 为高电平,M25 关闭,M26 的栅端没有电荷,栅电压为0,M23 管关闭,因此Q3基极没有电流注入;随着电源电压逐渐上升,EN1 为高,EN2 为低,M25管导通,M26 栅端电压被抬高,从而将M23 管的栅端电压拉低,M23 管导通,开始从电源汲取电流,并注入基准核心电路,使基准核心电路开始工作;同时,M25 管的漏电流逐渐增大并对电容C1充电,M26 栅端的电压逐渐升高,当基准核心电路正常工作时,M23的漏端电压升高,使M27 管导通。从而将M26 栅端电压拉低,M26 管关断,启动电路关闭。

3 电路仿真验证

基准电压源电路采用0.18 μm BCD 工艺设计,并使用Spectre 工具进行仿真验证。仿真条件为:VDD=3.3 V,温度范围为-40～+150 ℃。图3 和图4 分别是补偿前与补偿后的基准输出电压温度特性的仿真结果。从图中可以看出,没有进行高阶补偿的温度系数为17.52×10-6/℃,补偿后的温度系数为5.82×10-6/℃,补偿后温度系数降低了11.7×10-6/℃,精度提高了66.8%。

图3 补偿前的基准输出电压温度特性Fig.3 Temperature characteristics of the reference output voltage before compensation

图5 是在VDD=3.3 V,不同工艺角下基准输出电压随温度变化的仿真结果。从图5 可以看出,在TT工艺角下基准电压源有最佳温度系数值5.82×10-6/℃,在SS 工艺角下有最差温度系数值14.6×10-6/℃。

图6 是当VDD=3.3 V,温度为27 ℃时,在TT、SS、FF 三种工艺角下,基准电压源的电源抑制比(PSRR)仿真结果。从图6 可以看出,低频时,TT 工艺角下的PSRR 为79.4 dB,在10 kHz 时电源抑制比也有58.9 dB。

图4 补偿后的基准输出电压温度特性Fig.4 Temperature characteristics of the reference output voltage after compensation

图5 基准电压源在不同工艺角下的温度特性Fig.5 Simulation results for different process corners

图6 基准电压源的电源抑制比曲线Fig.6 PSRR curves of the voltage reference

表1 为本文与部分参考文献带隙基准源的性能比较。从表1 可看出,本文设计的基准电压源的温度系数优于文献[7-8],低频下的PSRR 也优于文献[6-8],且本文设计的基准电压源具有可调节的多值输出电压。

表1 本文与其他文献带隙基准源的性能参数对比Tab.1 Performance parameters comparison of bandgap reference source of this paper and other literatures

4 版图设计

版图的匹配性决定了基准电压源精度的误差大小。由式(9)和式(10)可知,电阻比值的大小直接影响着基准输出电压的精度和温漂特性。因此本文设计将基准电压源中的所有电阻放置在同一区域,并采用叉指法以减少工艺刻蚀造成的误差。此外,对于电流源电路和带隙核心电路中使用的三极管部分的版图,本文设计由8 个并联的NPN 三极管分别构成Q1、Q4,分布在Q2和Q3周围,使Q1和Q2、Q3和Q4均形成对称性匹配。图7 为基准电压源的版图。其中,运算放大器、偏置电路和电阻都分别进行了合理的布局。

图7 基准电压源版图Fig.7 Layout of the reference voltage source

5 结论

本文在传统的Brokaw 型带隙基准电压源的基础上,设计了一种宽温度范围高精度的基准电压源。利用PN 结反向饱和电流随温度敏感变化的原理在高温段产生与基准电压温度系数呈相反趋势的补偿电流,对传统的一阶补偿的带隙基准电压源进行曲率补偿,提升了基准输出电压的精度和温漂特性,并采用电阻分压网络输出多个不同的零温度系数电压值。仿真结果表明,在3.3 V 电源电压下,-40～+150 ℃温度范围内,TT 工艺角下,基准电压源温度系数为5.82×10-6/℃;低频时PSRR 为79.4 dB,通过合理的版图设计,可以应用到数模混合芯片中。