小型化双枝节加载级联宽带滤波器设计

(南京信息工程大学电子信息技术与装备研究院,江苏南京 210044)

滤波器作为射频收发组件的关键器件之一,所发挥的作用十分重要。小型化已成为当前滤波器设计中必须考虑的指标。再者,有限的频谱资源和互联网、物联网时代的巨量高速信息流也要求滤波器具有更高的频率选择性和更大的带宽。

多模谐振滤波器因尺寸小、损耗低、易实现大带宽等优点而受到广泛关注[1-6],基于低温共烧陶瓷(LTCC)和液晶聚合物(LCP)的新型技术也使得多模谐振滤波器更具吸引力[7-8]。但利用多模谐振滤波器实现高频率选择性和大带宽的同时,如何兼顾小型化,还需要进一步研究。

滤波器实现高频率选择性通常有三种方法[9]:增加滤波器级数、设计椭圆函数型滤波器以及引入传输零点。引入传输零点虽然能有效提高频率选择性,但还需要增加滤波器级数来进一步提高带外衰减,这意味着滤波器尺寸将会变大。文献[1]提出了一种有效尺寸为13.7 mm×5.35 mm(0.56λg×0.22λg)的两级级联工字型谐振器,结构简单,便于设计,上下阻带抑制度分别大于30 dB 和46 dB。Chen 等[10]基于多模谐振滤波器设计了一种有效尺寸为19.6 mm×11.7 mm的两级级联三通带滤波器,带外抑制为20～30 dB。Hsieh 等[11]分别设计了三级级联和五级级联的双通带滤波器,前者有效尺寸约25 mm×8 mm,第一通带带外抑制约25 dB@500 MHz,后者有效尺寸约40 mm×8 mm,第一通带带外抑制约48 dB@500 MHz。

与现有多为对称结构的多模谐振器滤波器研究工作不同,本文对非对称多模谐振滤波器的级联特性进行研究,提出一种结构紧凑、具有两个可调零点的易级联多模谐振滤波器。通过引入多模实现宽带,通过引入两个可调零点和滤波器级联实现高频率选择性。同时由于单个谐振滤波器的结构十分紧凑,使得多级级联仍具有小尺寸优势,适用于对尺寸、频率选择性要求较高的宽带系统,如移动通信系统、固态雷达收发机等。

1 单个谐振器结构

在滤波器结构中,发夹滤波器具有结构紧凑、易级联的特点。在发夹滤波器内部空白处,加载两条开路枝节,形成如图1 所示的谐振器结构。这与Chen等[10]和Hsieh 等[11]提出的结构不同,本文谐振滤波器为非对称结构。基于奇偶模理论分析较为复杂,这里采用微波网络级联分析方法[12]。图1 可以等效为7 段微带线级联,将各段微带线的ABCD 矩阵相乘便是单个谐振器的ABCD 矩阵。

图1 单个谐振器结构示意图Fig.1 Structure of single resonator

微波波段,θ2,θ4,θ6相对较小,做近似忽略,同时假设微带线无耗,忽略微带线开路所带来的尺寸误差[13]。经对上述结构的级联推导得到单个谐振器的ABCD 矩阵为:

式中:Yi为对应微带线的导纳。

通过矩阵转换,可以把式(1)的ABCD 矩阵转换为Z矩阵、Y矩阵和S矩阵等参数。

2 多模谐振滤波器级联分析与设计

在图1 结构基础上加入耦合馈电电路,便形成如图2 所示的单级谐振滤波器。作为应用实例,这里仿真优化设计一个单级谐振滤波器。介质基板选用厚度为0.254 mm 的Rogers 4350B,中心频率为6 GHz,带宽要求大于2 GHz。根据式(1)可以确定单级谐振滤波器的零极点分布及零极点变化趋势。经仿真优化设计得到满足上述要求的单级谐振滤波器参数,如表1所示。

图3 为弱耦合情况下单级谐振滤波器的零极点分布。由图3 可知,单级谐振滤波器存在两个零点(fz1,fz2)和三个极点(f1,f2,f3)。

图4 为零点随θ3、θ5的变化。由图4 可知,fz1和fz2为两个相互独立的零点,零点fz1由θ5产生,仅和θ5有关;零点fz2由θ3产生,仅和θ3有关。

图2 单级谐振滤波器结构Fig.2 Structure of single-stage resonant filter

表1 单级谐振滤波器参数Tab.1 Parameters of single-stage resonant filter

图3 弱耦合下单级谐振滤波器零极点分布Fig.3 Zeros and poles distribution of weakly coupled on single-stage resonant filter

图4 零点随θ3、 θ5的变化Fig.4 Zeros change along with θ3, θ5

图5 为极点随θ1、θ3、θ5的变化。由图5 可知,三个极点由θ1、θ3、θ5产生。θ1对所有极点均有影响,对极点f2、f3影响较大。而θ3和θ5对极点f1、f3虽然都有影响,但θ5的影响更强。

图5 极点随θ1、 θ3、 θ5的变化Fig.5 Poles change along with θ1, θ3, θ5

基于上述单级谐振滤波器的零极点变化规律和特点,分别设计了两级谐振滤波器和三级谐振滤波器。考虑到便于加工,本文不使用基板过孔工艺,同时为减小平面尺寸,设计采用传输线弯折结构。这样弯折后滤波器与传统发夹谐振滤波器十分相似,可以方便地采用电耦合、磁耦合、电磁耦合以及混合耦合等级联方式。这里采用电磁耦合级联来设计两级谐振滤波器和三级谐振滤波器。图6 给出了两级谐振滤波器和三级谐振滤波器的结构设计图。表2 给出了两个滤波器经过优化设计后的各尺寸参数。

图6 两级和三级谐振滤波器结构Fig.6 Structure of two-stage and three-stage resonant filter

表2 两级和三级谐振滤波器参数Tab.2 Parameters of two-stage and three-stage resonant filter

图7 和表3 分别给出了同样带宽要求下,三种多模谐振滤波器的带外抑制特性及相关参数对比。对比三种多模谐振滤波器,可以发现,随着级联个数增加,滤波器频率选择性明显增强,但相应地损耗也在增加。另外,由于结构紧凑,即使三级级联,尺寸也相对较小。

图7 级联对带外抑制的影响Fig.7 Effect of cascade on out-of-band inhibition

表3 单级、两级、三级谐振滤波器性能对比Tab.3 Performance comparison of single-stage,two-stage and three-stage resonant filter

如果需要更高的带外抑制性能,可以使用更多级数进行设计。需要注意的是,当滤波器级数超过三级,各微带线阻抗将会更大,耦合馈电电路间隙也会变得更窄,此时需要较厚的介质基板才能满足设计。而且更多的级数意味着更高的复杂度以及更大的损耗,所以设计者需要在各项指标下做出协调。

3 级联滤波器设计实例

为证明本设计的可行性,选择两级谐振滤波器进行了加工测试。该滤波器的加工实物图如图8 所示,介质基板选用厚度为0.254 mm 的Rogers 4350B,其有效尺寸小于5.41 mm×7.61 mm(0.21λg×0.29λg),为方便测试,输入和输出采用SMA 接头连接。为改善SMA 接头匹配效果,对其探针部分进行了一定程度的打磨。

对上述滤波器进行测试,得到如图9 所示的测试结果。根据图9 的仿真与实测结果对比可发现,该滤波器S21的实测结果与仿真吻合较好,带外抑制优于40 dB,相对带宽大于33%,损耗小于2.6 dB;但S11的实测结果与仿真相差较大,最大值接近-11 dB,这是因为SMA 接头在带内匹配效果较差,使得驻波比恶化,从而导致S11实测结果变差。

另外,图9 的仿真结果中有五个极点,根据式(1),级联后输入导纳存在式(5)、式(6)和的平方项,而且此项的解总存在自变量θ1,因此θ3和θ5共产生四个极点,且均与θ1有关,第五个极点仅由θ1产生,也仅对θ1敏感。值得注意的是,实测结果较仿真结果少两个极点,一方面因为这两个极点与邻近极点相距较近,容易重合;另一方面则是由SMA 接头较差的匹配效果所引起。

为验证SMA 接头对该滤波器实测结果的影响,图10 给出了滤波器连接不同匹配状态SMA 接头时的驻波比仿真结果。仅微带线为无SMA 接头仅波端口激励时的仿真结果,其与SMA 接头已匹配状态下的仿真结果较为一致,但与SMA 接头未匹配状态下的仿真结果相差较大。5～7 GHz 内,仅考虑驻波比最大值点可发现,已匹配状态与未匹配状态驻波比最大值分别为1.34 和2.10,换言之,其回波损耗应相差约7.77 dB,这与图9 所示的仿真与实测结果较为吻合。

图9 两级谐振滤波器仿真与实测对比Fig.9 Two-stage resonant filter comparison between simulation and measurements

图10 SMA 接头对滤波器驻波比的影响Fig.10 Influence of SMA connector on filter VSWR

3 结论

本文基于微波网络级联分析方法设计并制作了一款小型化双枝节加载级联宽带谐振滤波器。实测结果表明,中心频率为6 GHz 时,两级谐振滤波器有效尺寸小于5.41 mm×7.61 mm(0.21λg×0.29λg),可实现优于40 dB 的带外抑制和大于33%的相对带宽,与仿真结果较为一致,证明方法可行。同时,文中给出的单级、两级和三级谐振滤波器尺寸对比又进一步表明,该谐振滤波器多级级联仍具有小型化优势,可为移动通信系统和固态雷达收发机的小型化设计提供参考。