新型开关-耦合电感二次型高增益Boost变换器

2021-04-06徐进文石晓艳陈忠辉

合肥工业大学学报（自然科学版） 2021年3期

徐进文, 王宾, 石晓艳, 陈忠辉, 张坤

(安徽理工大学电气与信息工程学院,安徽淮南 232001)

随着传统的一次能源消耗不断增加,能源短缺和环境污染等问题日益受到关注,发展绿色可再生能源已经成为趋势,其中太阳能光伏发电、燃料电池等新能源发电方式输出电压等级较低,无法直接逆变并网。为了适应并网所需直流母线电压等级的要求,需要通过使用DC-DC变换器对电压等级进行提升[1-2]。DC-DC变换器分为隔离型和非隔离型2种,相对于隔离型变换器而言,非隔离型DC-DC变换器具有体积小、功率密度高等优点,在新能源方面有着广泛的应用。传统的Boost变换器增益为1/(1-D),理论上增大占空比D可以取得较高的增益,但是由于等效电阻以及电路寄生参数的影响,增益的范围受到很大限制。为了获得较高增益,开关管需要工作在极限占空比条件下,并带来输出二极管反向恢复损耗和开关损耗增大、开关管承受的电压应力较大等问题[3]。为了进一步提升变换器增益,有学者提出级联变换器拓扑结构,将2个Boost变换器级联成1个变换器,增益为1/(1-D)2,用1个二极管代替前级Boost变换器开关管,形成二次型Boost变换器基本拓扑,通过单开关级联技术大大简化了控制的难度,并将增益大幅度提升[4]。文献[5]在传统二次型Boost变换器基础上增加了开关电感升压单元,提升了变换器增益,但是并没有减小开关管的电压应力;文献[6-7]提出了基于耦合电感的升压变换器,增益提升仍然有限;文献[1]在耦合电感升压变换器的基础上提出了一种带无源无损LC吸收回路,回收了漏感能量并抑制了开关管两端电压尖峰;文献[8-9]提出的级联型升压变换器,虽然可以通过串联结构获得更高的增益,但是后级开关器件所受电压应力较大,且整个电路结构复杂,控制难度增加；文献[10]通过在传统二次型变换器的基础上引入文献[11-12]的高增益Boost三端网络,改进后的变换器减小了开关管电压应力,增益提升效果不明显。为此,本文提出一种单开关、高增益、低电压应力的二次型Boost变换器,引入开关电感和耦合电感单元,变换储能电容的位置,并增加无源无损吸收回路,在保证变换器高增益输出的同时,吸收开关管电压尖峰,减小了开关管和储能电容的电压应力,有利于提高直流变换的效率。

1 变换器拓扑结构及其工作模态

1.1 变换器拓扑结构

传统二次型Boost变换器如图1所示,改进后的开关-耦合电感二次型高增益Boost变换器如图2所示。本文对原来的电路拓扑进行了如下变动:① 改变了储能电容C1的位置,相对于传统Boost变换器,C1的电压应力大幅度减小,可选用耐压值低和体积小的储能电容;② 原拓扑中的电感L1用开关电感单元L1、L2替换,增加变换器增益;③ 增加耦合电感单元,并引入钳位二极管D5和吸收电容C2,组成无源无损漏感吸收回路,减小开关管两端电压尖峰,吸收耦合电感副边漏感能量。

因为耦合电感可等效为原副边匝比为np∶ns的理想变压器与励磁电感Lm并联,与漏感Lk串联,其中,Lk为原边漏感和副边折算到原边的漏感之和[13]，所以开关-耦合电感Boost变换器的等效电路如图3所示。

图1 传统二次型Boost变换器

图2 改进的开关-耦合电感二次型高增益Boost变换器

图3 等效电路

1.2 工作模态

为简化分析,做如下假设:① 电路中各元件均为理想器件,忽略寄生参数的影响；② 电容值足够大,两端电压基本保持恒定不变;③ 电路工作在连续导通模式(CCM);④ 耦合电感原副边匝数比为np∶ns=1∶n,其中，n为匝数比;⑤ 开关电感L1=L2。

在一个稳态开关周期中,变换器主要有3种工作模态,主要的工作波形和模态如图4、图5所示,每个模态的过程分析如下所述。

图4 变换器的主要工作波形

图5 一个开关周期中的3种工作模态

(1) 开关模态1(t0～t1)。当开关管S导通时,二极管D12、D3、D5、D6反向截止,D1、D2、D4正向导通,Vi对L1、L2并联充电,Vi与C1一起对漏感Lk与励磁电感Lm充电,电感中的电流逐渐上升,且漏感电流等于励磁电流,负载侧电容C3对负载R放电。当开关管S关断时,进入下一个开关模态。

(1)

其中,I(t0)为iLm、iLk在t0时刻的值。

(2) 开关模态2(t1～t2)。当t1时刻开关管S关断时,二极管D1、D2、D4反向截止,D12、D3、D5、D6正向导通,电感L1、L2串联放电,并通过D12、D3对电容C1充电,漏感Lk存储的能量通过回路对电容C2充电,励磁电感Lm通过磁耦合将能量传送到副边,并通过二极管D6向电容C3和负载R放电,漏感电流和励磁电流线性下降,因为漏感比励磁电感小得多,所以电流下降得更快。当漏感能量释放完,在t2时刻漏感电流下降为0,二极管D5零电流关断,进入下一个开关模态。

(2)

其中,I(t1)为iLm、iLk在t1时刻的值。

(3) 开关模态3(t2～t3)。当t2时刻漏感Lk能量释放完毕,电感L1、L2继续串联对电容C1充电,励磁电感剩余能量继续通过副边和电容C2一起向输出侧电容C3和负载R放电,变换器在一个开关周期内的工作模态结束,开始下一个开关周期。

(3)

其中,I(t2)为iLm在t2时刻的值。

2 变换器性能分析

在一个稳态开关周期内,开关管S导通时有:

(4)

开关管S关断后有:

(5)

结合(4)式、(5)式,根据电感L1、L3的伏秒平衡特性有如下等式成立:

(6)

其中:D为开关管的导通占空比;n为耦合电感匝数比ns/np。

由(6)式可得:

(7)

变换器的电压增益M为:

(8)

储能电容C1位置变换前的电压应力为:

(9)

定义储能电容C1电压应力系数为:

MC=VC1/Vo

(10)

开关管S电压应力系数为:

MS=VDS/Vo

(11)

根据(8)式可知，变换器的增益不仅与占空比D有关,还与耦合电感匝数比n有关。增益M与匝数比n及占空比D的变化曲线如图7所示,通过合理配置n与D的值,可以获得较高的增益,同时降低了储能电容C1的电压应力VC1。

电压应力计算公式为:

(12)

(13)

结合(7)式、(8)式、(12)式、(13)式,可得开关管S电压应力为:

(14)

二极管电压应力为:

(15)

(16)

图6 储能电容C1电压应力系数MC与占空比D的关系

图7 增益M与匝数比n及占空比D的变化曲线

从电压增益M、开关管电压应力VDS角度对不同变换器性能进行对比分析,结果见表1所列。

表1 不同变换器的性能参数对比

不同变换器的电压增益M对比结果如图8所示，开关管电压应力系数MS与占空比D的关系如图9所示。当匝数比n=3时,从表1、图8可以看出,传统二次型变换器和开关电感二次型变换器增益M提升有限,且开关管VDS电压应力等于输出电压大小,对开关管耐压值提出了更高的要求。耦合电感二次型变换器在提高电压增益的同时降低了器件的电压应力,整体性能得到提高。本文提出的变换器在耦合电感二次型变换器的基础上,进一步提高了电压增益,使得变换器在输出相同等级的电压时,所需占空比更小,避免了变换器工作在极限占空比的状态下,减少开关管导通损耗。

图8 不同变换器的电压增益M对比

图9 开关管电压应力系数MS与占空比D关系

3 仿真实验

为了验证理论分析的正确性,在PSIM软件中搭建了仿真模型,并进行了仿真研究。

仿真参数的设置如下:输入电压Vi=10 V;输出电压Vo=150 V;开关频率50 kHz;匝数比ns∶np=n=3;占空比D=0.5;漏感Lk=2 μH;励磁电感Lm=60 μH;开关电感L1=L2=40 μH;电容C1=220 μF，C2=C3=47 μF;负载R=500 Ω。

不同变换器输出电压等级对比结果如图10所示,从图10可以看出,当输入电压为Vi=10 V时,本文提出的Boost变换器电压增益最高,输出电压达到150 V。开关-耦合电感二次型变换器开关管电压应力波形如图11所示,从图11可以看出,由于引入无源无损吸收回路,吸收了开关管的电压尖峰,并且将电压钳位在60 V左右,远低于变换器输出电压等级,保护开关管避免了尖峰电压的冲击。储能电容C1电压应力波形对比结果如图12所示,从图12可以看出,变换位置后的储能电容C1两端的电压应力明显减小,降低了对储能电容C1耐压等级的要求,有利于缩减元件的成本和体积。