基于0.15 μm GaN 工艺的2～18 GHz 两级分布式放大器

贾 洁，蔡利康

（中国电子科技集团公司第五十五研究所，南京 210016）

1 引言

超宽带放大器是超宽带通信系统中的关键部件，无线通信技术的飞速发展使无线通信领域对其需求与日俱增。超宽带放大器的主要实现方案包括双输入共栅共源结构放大器、反馈式放大器、分布式放大器、有耗匹配式放大器等[1-2]。本文通过两级分布式放大器方案，在2~18 GHz 的频率范围内实现了较好的增益、增益平坦度、驻波等技术指标。

GaN 材料属于第三代宽禁带半导体，击穿场强高和电流密度大是其显著优点，击穿电压高意味着器件可以具备更高的工作电压，获得更高的输出功率[3]。氮化镓器件的功率密度可以做到砷化镓的10 倍，即同样的功率，GaN 器件可以以更小的尺寸来实现，而更小的器件尺寸具有更低的寄生效应、更高的阻抗，这对于分布式放大器设计是很有益的。本文介绍的电路设计，工作电压为25 V、功耗小于10 W，在2~18 GHz 内实现了输出功率大于30 dBm、小信号增益大于20 dB、小信号增益平坦度小于3 dB、输入输出回波损耗小于-10 dB。国内外对应用GaAs 和GaN 设计的超宽带MMIC 均有报道，其中国内有文章报道2~20 GHz 超宽带功放，功率(＞39.5 dBm)和效率(＞15%)[1]优于本文介绍的电路，但是由于其是单级放大器，增益只有8dB。

2 电路分析与设计

2.1 分布式放大器原理

常用的超宽带放大器芯片拓扑结构主要有行波放大器和电抗放大器两种[2,4]。电抗匹配放大器具有输出增益高、功率大等特点，但带宽一般只有3 个倍频程左右，行波放大器频带最高能有几十个倍频程[5]，同时结构简单、易于实现。本次设计要达到9 个倍频程，所以采用分布式放大器结构。目前国外已有采用GaN HEMT 实现10 个倍频程带宽、功率10 W 左右的放大器。1936 年，PERCIVAL 首先提出分布式放大器这一概念。1948 年，GINZTON 首次将该结构命名为分布式放大器[6]。1969 年起，固态器件开始应用于分布式放大器设计。

分布式放大器由多个器件并联构成，输入输出信号在传输线上传播，构成了2 条人工传输线。输入信号在串联于FET 栅极的电感上依次传输，激励各级FET，最后吸收于电阻Rin。信号被放大后，通过FET 漏极传输到与漏极串联的电感上，两个相邻的被放大信号的相位差为e-jwL，漏极电感L 可以补偿各放大信号间的相位差，因此所有放大信号在输出端可以形成同相叠加，成为最终的放大信号。

图1 分布式放大器原理

本文报道了一款基于 0.15 μm GaN 工艺的2~18 GHz 超宽带功放芯片，通过两级放大提升了总体增益，优化了输入端结构，全部频带内优化了输入驻波。

2.2 电路设计

为了在高频段实现足够的单级增益，电路选取了短指的模型管，前级采用4 μm×40 μm 单指栅宽的模型管，末级采用4 μm×60 μm 单指栅宽的模型管。由于带宽较宽，传统电路无法实现较好的带内增益平坦度，故采用分布式放大器结构；由于单级放大器只能提供15 dB 左右的小信号增益，为了实现20 dB 以上的增益，采用了两级分布式放大器结构。整个电路选取前级总栅宽为 0.480 mm，采用 3 个 4 μm×40 μm HEMT 并联；选取末级总栅宽为1.44 mm，采用6 个4 μm×600 μm HEMT 并联。

4 μm×60 μm 单管工作在 2 GHz 时具有 25 dB 的增益，在18 GHz 时有15 dB 的增益，整个带内具有接近10 dB 的增益差（见图2），为了平滑增益，电路在多处采用了有耗匹配的方式和高通滤波结构。为了提升电路的稳定性，同时降低低频增益，提升管芯输入端的阻抗，所有管芯的输入端都串联有50 Ω 的电阻和0.6 pF 的电容并联结构。电路的稳定因子曲线如图3所示，电路在17 GHz 左右具有最低的稳定因子，在1~22 GHz 范围内稳定因子大于1.4。

图 2 4 μm×60 μm PCM 图形的最大增益特性

图3 电路的稳定因子曲线

为了改善输入驻波，输入端采用有耗匹配，采用特殊的结构使得低频段损耗大，高频端损耗较小。

为了保证在9 个倍频程内的输入驻波、平滑低频增益，特别设计了有耗输入端匹配结构（图4），在输入级设计了RC 串联到地，然后RC 并联到管芯输入端的结构，实际测试通过改结构，带内输入回波损耗小于-10 dB，同时降低了低频增益并使其平滑。

图4 输入端有耗匹配结构

2.3 电路制作

电路在10.16 cm GaN HEMT 外延材料上制作，外延材料由MOCVD 设备在SiC 衬底上生长。图5 为0.15 μm 栅场板结构GaN HEMT 的材料横截面示意图。外延材料由成核层（Nucleation layer）、GaN buffer（Fe 掺杂）、GaN 沟道层（GaN channel）、AlGaN 势垒层（AlGaN barrier） 和 GaN 帽层（GaN cap） 组成,其中AlGaN 势垒层未掺杂[7]。

图5 GaN HEMT 器件横截面示意图

行波放大器采用 0.15 μm 工艺、100 mm GaN HEMT MMIC 技术制作，制作工艺主要包括：(1)欧姆接触，蒸发Ti/Al/Ni/Au，在860 ℃条件下形成源和漏的欧姆接触，接触电阻小于0.5 Ω·mm；(2)器件隔离，采用B 离子注入形成有源区；(3)钝化，采用SiN 保护栅和GaN 表面，优化击穿电压；(4) 肖特基接触采用WN 金属形成肖特基势垒，可以有效地提高器件高温下工作的稳定性；(5)正面采用4 μm 的金进行电镀，能够有效降低高频损耗；(6)SiC 衬底减薄至80 μm，采用背面通孔工艺实现接地，背面采用加厚金层保证接地良好。

2.4 实际测试结果

本文设计的 MMIC 在 0.15 μm GaN HEMT 工艺平台完成实物流片，芯片实物照片见图6，该2~18 GHz功率放大器芯片面积为4.5 mm×3 mm。

图6 加工后的电路照片

小信号增益的模拟和实测对比如图7 所示。芯片在2~18 GHz 带宽内实现了20 dB 以上的小信号增益，带内平坦度小于±1.5 dB。电路的饱和输出功率和效率如图8 所示。在15dBm 的大信号注入下，实现了30dBm以上的输出功率和7%以上的功率附加效率（PAE）。增益的仿真结果和实际测试结果有差异，可能是工艺离散和器件模型不精确造成的，实际测试结果和仿真的趋势是基本一致的。

图7 小信号增益的模拟与实测对比

图8 电路的饱和输出功率和效率

器件工作在大信号时，在12 GHz 左右有一个功率低点和效率低点，可能是输出的阻抗匹配不合理造成的，但由于缺乏精确的大信号模型，无法仿真该处的大信号状态。

实测小信号下的输入驻波如图9 所示。由于输入端的特殊设计使得整个带宽内驻波比都小于-10 dB，电路的应用将更加方便。本文设计的分布式放大器与其他文献中相类似的电路性能比较如表1 所示，GaN HEMT 工艺较CMOS 工艺和GaAs PHEMT 工艺在输出功率上有很大优势，与同样采取0.15 μm GaN HEMT 工艺设计实现的另外一种分布式放大器相比，本文设计的电路在增益方面有比较明显的优势。

图9 实测小信号下的输入驻波

表1 本文设计的功率放大器与其他文献的参数比较

3 结论

本文利用0.15 μm GaN HEMT 工艺平台成功设计加工出2~18 GHz 分布式单片放大器，实际测试结果跟仿真结果基本相符，在增益方面有比较突出的优势。另外，本次设计的分布式单片放大器在带宽、输入驻波、功率平坦度等指标也表现出良好的综合性能。测试结果表明GaN HEMT 分布式放大结构在超宽带功率放大器领域具有较大的潜力和竞争力，同时分布式放大器效率偏低的缺点也是需要逐步解决的问题。