生命体征探测雷达系统的仿真研究

刘文奎 马骏骁 傅海鹏

（1. 天津大学微电子学院，天津 300072；2. 中国空间技术研究院，北京 100081）

引 言

生命体征探测一直是实时监测的研究热点，诸如医疗监护、辅助驾驶等[1-3]. 其中监测生命体的呼吸和心跳信息能够反应生命体的健康状况[4-5].目前，接触式生命体征探测由于其高检测精度被广泛使用. 然而，由于容易受到设备和电极影响，接触式生命体征探测的发展受到限制[6]；非接触式生命体征探测，尤其是基于多普勒雷达的生命体征探测，因其在获得生命体征信息方面具有独特的优势而得到广泛应用. 其不需要电极且设备不需要直接接触生命体，不易受外界环境的干扰，且可以检测到生命体的微小运动. 目前，许多提高检测结果准确性的实验方案被提出，例如，为了消除检测过程中出现的探测零点问题，文献[1]提出了一种正交结构的雷达系统，但存在I/Q幅度和相位的不平衡问题，需要添加额外的I/Q补偿模块. 文献[7-8]提出了一种具有信道选择的正交雷达结构来避免探测零点问题，但是该结构仅限制于单信道精度.文献[9]提出了一种双边带传输外差结构，以消除在传统的外差结构中对正交本振(local oscillator,LO)信号和若干滤波的需求，但是恶化了探测零点问题.

本文提出了一种基于多普勒雷达的新型并发双频段混合下变频生命体征探测系统，其具有两个不同载波频率的传感器用于探测生命体征以避免探测零点问题. 与传统的多普勒雷达生命体征探测系统相比，该结构可以降低直流偏移和1/f噪声，且没有镜像干扰，同时避免了采用正交结构雷达接收机带来的I/Q不平衡问题，提高了探测精度，并可以节省成本. 另外，双频段双通道的探测结果之间可以相互验证，因此可以保证探测结果的准确性.

1 系统方案设计

1.1 探测零点

图1为单频段单通道连续波(continuous wave,CW)多普勒雷达的基本原理结构.

图1 CW多普勒雷达基本原理框图Fig. 1 Basic block diagram of continuous wave Doppler radar

如图1所示，对于CW雷达探测系统而言，其发射信号可以表示为T(t)=cos(2πft+φ(t))，其中f为载波频率，φ(t)为振荡器的相位噪声.L0为探测距离，x(t)为心肺移动的距离. 当检测生命体征信号时，生命体征的信息将会被调制到载波信号中，则此时所得到的接收信号为R(t). 当接收信号R(t)与本振信号进行下混频时，就会得到一个基带信号B(t).

式中：λ为信号波长；初始相位θ=4πL0/λ+θ0，θ0为反射面上的相移；Δφ(t)为剩余相位噪声. 文献[10]表明近距离探测，由于距离的相关性影响，Δφ(t)的影响可以忽略.

当θ是π/2的奇数倍且胸腔位移x(t)远小于信号波长λ时，基带输出可以近似为

可以看出，基带输出与心肺活动的位移成正比.

如果θ是π/2的偶数倍且胸腔位移x(t)远小于信号波长λ时，基带输出可以近似为

可以看出，基带的输出存在零点，并且这个零点的出现是当本振信号与接收信号同相或者反相时. 从前面的推导中可以看出探测零点与θ取值有关，当θ等于kπ (k为自然数)，即出现探测零点时，经过化简，此时目标的探测距离L0与信号的波长λ相关：

当探测距离为λ/4时，探测零点就会出现，导致解调信号不良，严重影响探测的精确度. 为消除探测零点的影响，本文提出双频段的检测方式，频率分别为f1(2.05 GHz)和f2(1.64 GHz). 由式(5)可知，其探测零点分别出现在约3.7kcm和4.6kcm处.

对于生命体征信号而言，心肺移动的距离可以简化为单频段正弦信号，即x(t)=sin(wvt)，忽略生命体征信号的幅度时，wv为生命体征信号的频率.将x(t)带入式(2)中，可得

根据第一类贝塞尔函数的性质，式(6)可以改写为

式(7)是单路基带信号分解的情况，可以看出，初始相位θ存在于基带信号的奇偶次谐波分量中，影响着探测系统的零极点条件，进而影响心跳检测的准确度.

1.2 系统结构分析

双频段多普勒雷达探测系统的工作频率为f1和f2，如果当其中的一路载波信号处于其自身的λ/4距离时，则解调不出有用的呼吸和心跳信息；而此时另一路载波信号并非处于自身的λ/4距离，则可以获得有用的生命体征信息. 如图2所示是本文提出的双频段多普勒雷达结构图. 系统工作的两个频率分别由两个独立的锁相环芯片产生. 在距离生命体L0处同时发射两个载波信号，当到达生命体时，两个载波信号将由呼吸和心跳引起的胸腔位移x(t)进行相位调制. 携有调制信息的回波信号被接收后，经过放大、混频、滤波后得到基带信号.

图2 双频段多普勒雷达结构图Fig. 2 The structure of dual-band Doppler radar

本设计采用双频段是为了解决探测零点问题，从而提高检测结果的准确性. 因此，为了验证方案的可行性，提出了如图2所示的并发双频段混合下变频收发机结构. 由理论分析可知，在λ/4探测距离时，单频段单通道检测会导致探测零点的产生；但是如果采用双频段双通道检测，则能够避免探测零点的影响. 此外，在非λ/4探测距离时，理论上，双通道是可以获得相同的测试结果，并且两个检测结果之间可以相互验证以确保结果的准确性.

频谱规划对收发机而言是非常重要的，尤其是接收机需要同时处理两路回波信号的情况. 针对提出的接收机结构，考虑接收机第一次混频的结果和第二次混频的要求以及两路载波信号之间的三阶互调情况，得到两路载波信号频率之间的关系式：

根据式(8)，并结合双频段功率放大器的频段范围以及各频率点的功率放大情况，得出两个载波信号之间的关系为f1=5/4(f2)，进而确定载波信号f1和f2的频率分别为2.05 GHz和1.64 GHz.

发射机模块由锁相环、功率分配器、功率合成器、双频段功率放大器和发射天线构成. 两个独立的锁相环分别产生固定频率为f1和f2的载波信号，同时两个锁相环芯片共享一个晶振. 在实际设计电路印刷电路板(printed circuit board, PCB)布线时，晶振的信号输出端到两个锁相环芯片参考信号输入端的走线长度要相等，以避免信号的传输延迟. 功率分配器的作用是将产生的载波信号分成两路频率相同、功率减半的载波信号，其中一路用作发射机的发射信号，另一路用作接收机的本振信号. 功率合成器将由两个功率分配器产生的两路发射信号合成一路，然后经过一个双频段功率放大器进行功率放大，最后由发射天线进行发射.

接收机模块由接收天线、低噪声放大器、混频器、中频放大器、低通滤波器和带通滤波器构成.

由图2可知，两个回波信号同时被处理，载波频率为f1的回波信号经过了一次直接下变频，载波频率为f2的回波信号则经过了两次下变频. 选择低噪声放大器时，要注意其噪声系数、输出功率和线性度等. 接收机的噪声系数主要取决于接收机前端的低噪声放大器模块，所以选择时需注意噪声系数的大小. 当两个回波信号同时进入混频器1中进行第一次下变频后，将会获得两个主要信号（基带信号I1和中频信号）. 为了满足后续对基带信号的处理和二次混频的需求，需选择一款同时对基带信号和中频信号具有放大功能的中频放大器. 经过中频放大器后，一路信号经过低通滤波器1之后得到基带信号I1，另一路信号通过带通滤波器2后，再进入混频器2中与本振信号2进行第二次下变频，经过低通滤波器2滤除高频干扰后得到基带信号I2. 用数据采集卡直接对基带信号I1和I2进行采集，最后在MATLAB中进行数据处理，将会解调出呼吸和心跳信息.

2 仿真及特性分析

2.1 ADS仿真参数设置

为验证所提出的并发双频段混合下变频结构的可行性，在ADS中按照图2进行系统搭建. 由于ADS中相位调制模块只能调制一个信号，无法同时给两路信号进行调制，因此两个发射信号需分别进行相位调制.

在ADS中，呼吸和心跳信息分别由两对正弦信号SRC4与SRC6，SRC3与SRC5进行模拟，公式中的θ用移相器来模拟. 根据呼吸和心跳的幅度范围，呼吸的幅度mr设为0.8 mm[11-12]，频率为0.35 Hz；心跳的幅度mh设置为0.16 mm[13-14]，频率为1.2 Hz.两个载波频率分别为2.05 GHz和1.64 GHz，第一次混频时的本振信号为2.05 GHz，第二次混频时的本振信号为1.64 GHz的1/4，即410 MHz.

为了能更准确地验证所提结构的可行性，其中仿真系统中各仿真模块的参数均是根据所选元器件的参数指标设置的. 表1是拟选择的系统架构中器件参数列表.

图3是根据表1所示的元器件模块参数在ADS中搭建的系统仿真图.

图3 ADS系统仿真图Fig. 3 System simulation diagram in ADS

表1 电路系统拟用元器件参数Tab. 1 The intended component list of circuit system

2.2 仿真结果分析

由前面的理论分析可知，对于一个探测信号而言，当其回波信号与本振信号的相位是同相或者180°时，就会有探测零点的出现，转换成探测距离后，即目标物距离雷达每λ/4探测距离就会出现探测零点. 根据公式 θ≅4πL0/λ可以将λ/4探测距离转换为回波信号与本振信号之间的相位差，即可以通过改变相位模块来仿真实测距离情况.

2.2.1 2.05 GHz的λ1/4距离仿真实验

当f1=2.05 GHz的载波信号处在λ1/4距离处时，即本振信号与回波信号相位相同或者均为180°时，对于f2=1.64 GHz的信号而言，其本振信号与回波信号的相位为300°或者150°，仿真结果如图4所示.

由仿真结果可知：针对通道I1，此时为盲点，解调不出有效的生命体征信息；通道I2为最优点，可以得到有效的生命体征信息.

图4 2.05 GHz载波信号在λ1/4距离处两个通道的仿真结果Fig. 4 Simulation results of two channels at λ1/4 distance with 2.05 GHz carrier signal

2.2.2 1.64 GHz的λ2/4距离仿真实验

当f2=1.64 GHz的载波信号处在λ2/4距离处时，即本振信号与回波信号相位相同或者均为180°时，对于f1=2.05 GHz的信号而言，其本振信号与回波信号的相位为72°或者216°，仿真结果如图5所示.

由图5的仿真结果可知：通道I1为最优点，能够解调出有效的生命体征信息；通道I2为盲点，解调不出有效的生命体征信息.

图5 1.64 GHz载波信号在λ2/4距离处两个通道的仿真结果Fig. 5 Simulation results of two channels at λ2/4 distance with 1.64 GHz carrier signal

上述两个仿真实验表明，提出的并发双频段混合下变频收发机结构能够有效避免探测零点的影响，当探测系统处于λ/4距离时能够正常工作. 仿真结果证明，所提出的系统结构具有更好的性能.

2.2.3 非λ/4距离仿真实验

此次实验是为了验证当探测距离均不处于两个载波信号的λ/4距离处时该系统的探测情况. 在ADS中对f1=2.05 GHz信号设置其回波信号与本振信号的相位为90°，此时f2=1.64 GHz信号的本振信号和回波信号的相位为75°，图6是仿真结果.

由图6的仿真结果可知，两个载波信号均不在其λ/4距离处时，两个探测信号均能得到有效的呼吸和心跳信息. 此时，通道I1和I2处于最优点和盲点之间，因此两路所得结果一致，表明该系统处于非λ/4距离时，得到的两个探测结果之间可以相互验证，从而保证探测系统的准确性.

图6 非λ/4距离处两个通道的仿真结果Fig. 6 Simulation results of two channels when the detection signal is not at a distance of λ/4

本文是通过改变θ值来进行模拟仿真的，但实际θ值与理论θ值是有偏差的. 由式(7)可知，当出现偏差Δθ时，通过三角变换，影响的是基带信号的幅值大小，并且在ADS中进行了仿真验证. 如果θ偏差在10°内，则基带信号的幅值变化在3.5%以内，对心肺信息的提取没有影响，因此方法是可靠的.

3 结 论

本文针对基于多普勒雷达的生命体征探测系统中的探测零点问题进行了分析，并提出了一种新型的并发双频段混合下变频结构的收发机系统.为验证所提出系统的可行性，在ADS中进行了仿真验证，通过三个仿真实验证实了该系统在解决探测零点问题的可行性，同时也表明了该系统双频段双通道检测结果之间可以相互验证，从而可以保证检测结果的准确性. 后面将通过具体的实验来验证所提系统的可行性，并进一步向集成的生命体征雷达探测芯片方向发展.