五电平逆变器钳位电容平衡控制策略研究

2021-03-02叶满园章俊飞陈乐

电机与控制学报 2021年1期

叶满园，章俊飞，陈乐

(华东交通大学电气与自动化工程学院，南昌 330013)

0 引言

多电平逆变器被广泛地应用在交流调速、光伏发电等中压大功率系统中[1]。而且其具有输出电压波形谐波含量低，功率器件所承受的电压应力小，及开关损耗少等优点，受到了学者们广泛地关注[2-3]。多电平逆变器主要有：二极管钳位型(neutral-point-clamped，NPC)、飞跨电容型(flying capacitor，FC)和级联H桥型(cascaded H-Bridge，CHB)3种拓扑结构[4-6]。

其中CHB多电平逆变器，其拓扑仅由开关器件和电压源构成，并不存在飞跨电容稳压和钳位电容中点电位平衡问题，但随着电压等级的提高，需要大量的独立电压源和开关器件[7]，增加了成本。而二极管钳位型和飞跨电容型逆变器存在着复杂的直流侧中点电位平衡问题、悬浮电容电压稳定问题[8-9]。

对于三电平的二极管钳位型逆变器或飞跨电容型逆变器，学者们做了大量研究[10-13]，而对同类型五电平逆变器的研究，不管是从拓扑结构创新还是调制策略方面，相关文献相对较少。文献[14]介绍了一种由二极管钳位五电平拓扑和H桥组合的带悬浮电容的主从级联式七电平逆变器，H桥由悬浮电容供电为从级。文献中只分析了悬浮电容充、放电平衡机制，并给出了悬浮电容平衡控制策略，但对五电平二极管钳位的主级逆变器直流侧中点电位平衡问题，在该文献中没有提及。文献[15]介绍了一种新型的混合钳位五电平逆变器拓扑。该拓扑直流侧存在3个钳位电容，针对此提出了2种控制策略：1)改进的载波移相PWM策略；2)基于最优零序电压注入的平衡控制策略。策略1是为了实现拓扑内部的悬浮电容电压稳定和母线中间电容电压的平衡控制。策略2是基于策略1平衡控制的基础上再对母线上、下电容电压的平衡实现控制。但由于该拓扑额外增加了钳位电容和悬浮电容的个数，使控制难度大大增加，不易在工业应用中得到大范围推广。文献[16]针对有源中点钳位型五电平逆变器直流侧中点电位平衡和悬浮电容电压平衡问题，在采用载波移相脉宽调制的基础上，求出中性点平均电流与零序电压的关系，并计算出最佳零序电压来调节中性点电位，以此来实现直流侧中点电位平衡控制。而悬浮电容电压通过调整2个PWM信号的开关占空比来调节，即改变每个开关周期内冗余开关状态的作用时间。但是在对悬浮电容实现平衡控制的同时，存在一个冗余开关状态对中点电位控制产生影响，这个问题在该文献中并没有提及。

针对上述飞跨电容型或二极管钳位型五电平逆变器拓扑结构固有的直流侧中点电位平衡和多个悬浮电容电压平衡控制复杂性的问题，本文介绍了一种单电容钳位的五电平逆变器。对其拓扑工作原理进行分析，提出了一种新型的SPWM控制策略，并给出了全调制度范围内钳位电容平衡原理。以单相单电容钳位五电平逆变器为例进行仿真研究，并通过实验验证该拓扑和平衡控制策略的可行性和正确性。

1 拓扑结构与工作原理

图1为单相电容钳位型五电平逆变器的一般拓扑结构。该五电平逆变器可由单电容钳位的三电平拓扑(黑色虚线部分)和二电平的半桥组合而成，因此可分为两部分研究。首先对于红色虚线部分的三电平拓扑进行分析：由4个功率开关器件和一个钳位电容构成，其中S11与S14脉冲信号互补，S12与S13脉冲信号互补，钳位电容C是对功率开关器件进行电压钳位，即UC等于Udc1/2，这样可使得4个功率开关器件承受的电压应力均为Udc1/2，而且保证中间电平为±Udc1/2。根据三电平拓扑结构特性，其4个功率开关器件可选择低压、高频的IGBT。

图1 单相电容钳位五电平逆变器

设直流侧输入源Udc1为2E，则三电平拓扑输出电压UAN，可表示为

UAN=(2E-UC)S11+UCS12。

(1)

若钳位电容电压UC等于E，则式(1)可简化为

UAN=(S11+S12)E。

(2)

图1五电平逆变器另一组成部分：二电平的半桥，由2个互补的功率开关器件S15、S16组成，显然，其承受的电压应力为直流侧电源电压Udc1。该半桥作用是为了把三电平拓扑输出的负半周期电压波形换向，这样可使得整个逆变器输出电压为五电平。根据半桥拓扑结构的特性，S15、S16这2个功率开关器件可选择高耐压、低频的GTO。

同理，设直流侧输入源Udc1为2E，则半桥拓扑输出电压UON，可表示为

UON=2ES15。

(3)

由式(1)、式(3)可得该电容钳位五电平逆变器输出电压UAO通用表达式为

UAO=(S12-S11)UC+(S11-S15)2E。

(4)

由式(2)、式(3)可得钳位电容为E时，逆变器输出电压UAO的表达式为

UAO=(S11+S12-2S15)E。

(5)

由式(4)、式(5)可得该电容钳位五电平逆变器输出电压UAO与对应的开关状态，以及输出电平对应钳位电容C的状态，如表1所示。当逆变器输出中间电平±E时，冗余的开关状态使得钳位电容C处于充、放电状态；而输出其他电平时，钳位电容C处于保持状态。表1中“1”表示导通，“0”表示关断。

表1 输出电压与其对应的开关及电容状态

2 基于双调制波的SPWM控制策略

2.1 新型的SPWM调制原理

针对图1介绍的电容钳位五电平逆变器，结合载波、调制波方面控制自由度[17]的思想，对三角载波和正弦调制波自由度进行改进，提出一种新型的SPWM调制策略，如图2所示。该策略的优点是不增加外接控制电路的情况下，仅通过调制策略本身，即可保证电容C在一个三角载波周期内充、放电平衡，下节会进行详细分析。

图2 新型SPWM调制原理图

由调制原理图2可知，该调制策略采用2个调制波：正弦调制波VmB、与VmB方向相反的调制波VmA，以及一个三角载波VC1，载波幅值为1。开关S11脉冲信号由调制波VmA和三角载波VC1相比产生(开关S11和S14脉冲信号互补)，开关S12脉冲信号由调制波VmB和三角载波VC1相比产生(开关S12和S13脉冲信号互补)，开关S15的脉冲信号由调制波过零点产生(开关S15和S16脉冲信号互补)。

调制波VmA、VmB可表示为：

VmB=Msinωt,

(6)

(7)

式中M为幅值调制度，其范围0

2.2 钳位电平衡控制分析

由上节分析可知，图2所示的新型SPWM调制策略可使得电容钳位逆变器输出五电平电压，但是从式(4)、式(5)可知，钳位电容电压UC对于逆变器输出电压UAO影响很大，所以对于钳位电容平衡控制非常重要。

图3是逆变器输出不同电平时，开关S11S12S15对应状态的切换路径。从图3可以更清楚、直观地发现，当开关路径切换到逆变器输出E(或-E)时，开关会出现冗余状态。再结合表1，电容只在中间电平±E时，才会进行充、放电操作，其他电平时，电容处于保持状态。所以利用冗余状态实现电容平衡是本文所提策略的关键点。对逆变器输出电平为E时的情况进行剖析(输出-E时同理分析)，此时对应冗余开关状态：1)S11S12S15=010，令钳位电容在任意一个三角载波周期内放电时间为td；2)S11S12S15=100，令钳位电容在同一个三角载波周期内放电时间为tu。钳位电容C平衡控制的条件为td=tu，即在任意一个载波周期内钳位电容充、放电时间相等。

图3 开关切换路径

图4为全调制度下，钳位电容C在任意一个三角载波周期内充、放电情况。由于高调制度下，负半周期电容充放电与低调制度下，正半周期电容充、放电情况一致(低调制度下，负半周期电容充、放电与高调制度下，正半周期电容充、放电一致)，所以图4只给出了正半周期电容充、放电情况。假设载波比N=fc/fm很高，则在同一个三角载波周期内的调制波和负载电流io可看作是恒值。

首先，对图4(a)高调制度下，电容充、放电情况进行分析。在一个三角载波周期Tc内，钳位电容C状态变换如图4(a)所示，结合图3可知此时逆变器输出电压在E和2E之间进行变换。

图4 全调制度下，电容在任意一载波周期内充放电情况

由图4(a)可知，当0

AC=(2/TC)t。

(8)

式中AC为载波幅值。

将VmA=AC代入式(8)，可得

(9)

同理，将VmB=AC代入式(8)，可得

(10)

式中tb为b点对应横坐标时间。

由式(10)可得钳位电容充电时间tu可表示为

(11)

结合式(6)、式(7)，在正半周期内(VmB≥0)时，可得

VmA+VmB=1,VmB≥0。

(12)

根据式(9)～式(12)可得

(13)

根据三角载波的对称性可知放电时间：td1=td2。因此，在一个三角载波周期内充、放电之间的关系为

td1+td2=tu。

(14)

高调制度下，钳位电容C在一个载波周期内，充电、放电时间相等，实现了电容的平衡控制。

图4(b)为低调制度下，钳位电容在一个载波周期内充、放电情况。结合图3的开关切换状态可知，此时逆变器输出电压在0和E之间进行变换，符合低调制度下，降电平现象。将低调制度下VmA、VmB代入式(8)～式(12)中，也可得td1+td2=tu。

综上所述，该调制策略在全调制度范围内，均可保证钳位电容充、放电平衡。

3 仿真分析

为了验证本文提出的基于双调制波的SPWM控制策略的可行性，在MATLAB/Simulink平台上，搭建了电容钳位五电平逆变器仿真模型进行验证。表2为仿真模型的参数。

表2 仿真模型的参数

图5为高调制度下，即调制度M为0.9时，3种负载下逆变器输出波形。其中UAO为逆变器输出相电压波形，UO为滤波后电阻两端波形，UC为钳位电容电压，io为逆变器输出电流。从图5中可以看出，虽然负载性质不同，但调制度M为0.9时，UC依然等于12 V，即直流侧电压源一半，钳住了电压E。UAO为标准五电平电压波形，电容实现了平衡控制。滤波之后的负载电压UO和负载电流io为标准的正弦波。说明不同性质的负载并不会影响该策略对钳位电容的平衡控制。

图5 高调制度，3种负载情况下逆变器输出波形(M=0.9)

图6为低调制度下，即M为0.5时，逆变器在3种负载情况下输出波形。从图6中可知，当M降为低调制度时，钳位电容电压UC仍为12 V，相电压UAO降为三电平，滤波之后负载电压、电流为较标准的正弦波。因此，该新型SPWM调制策略在全调制度范围内，即M∈(0,1]都适用。

图6 低调制度，3种负载情况下逆变器输出波形(M=0.5)

图7是调制度M分别为0.9、0.5时相电压的频谱图。从图中可知，相电压谐波主要包含2倍载波次谐波分量及其边带谐波分量。其中图7(a)是调制度M为0.9时相电压频谱分析图，此时相电压基波幅值为21.61 V，THD为33.27%。当调制度M为0.5时，频谱情况如图7(b)所示，相电压基波幅值为12.02 V，由于输出电压降为三电平，所以THD增加到51.88%。该调制策略下，逆变器输出相电压的等效开关频率为2fc，即2倍的载波频率。

图7 不同调制度下相电压频谱

该逆变器在对钳位电容进行平衡控制前，需对其进行预充电，预充到直流侧电源的1/2。有2种方法：1)利用外电路进行预充电，但增加了成本。2)利用该拓扑本身进行预充电：结合表1可知，可以通过控制功率开关器件的状态来进行预充电。在此采用第二种方法，如图8所示。在逆变器运行前，预充电程序控制开关器件S11、S13、S16及负载与直流电源并联而一起进行预充电到设定值，延时设定的时间后切换到逆变器运行程序。

图8 钳位电容预充电方法

4 实验验证

通过对搭建的电容钳位五电平逆变器平台进行实验验证，证明该新型SPWM策略和拓扑的可行性和正确性，该平台采用DSP(TMS320F28335)进行控制。为了使得实验与仿真保持一致，实验参数与仿真参数相同，此处不再赘述。

图9是高调制度下，即M为0.9时，逆变器启动的暂态过程中，即钳位电容电压UC增加到直流侧电压源一半的过程(预充电过程)，相电压波形和电流波形动态变化图。由图9可知，当钳位电容电压UC从大约2 V增加到7 V的过程中，相电压UAO的“±E” 电平逐渐清晰可见，UAO波形由三电平增加到五电平，滤波之后的电流io波形向正弦波形趋近。

图9 暂态过程中，逆变器输出波形(M=0.9)

图10为高调制度下，即M为0.9时，逆变器进入稳态(钳位电容平衡控制)后，在3种不同性质负载(感性、阻性、容性)下输出波形。其中UC为钳位电容电压波形、UAO相电压波形、UO为滤波后电阻两端波形和逆变器输出电流io的波形图。从图10中可以看出，在不同负载下，逆变器输出的相电压波形为较标准的五电平，此时UC稳定在直流侧电压源的一半处，即UC等于12 V。电阻两端电压波形UO和滤波之后的电流io波形趋近正弦波。与仿真图5基本一致，说明高调制度下，钳位电容实现了平衡控制。

图10 稳态时，不同负载下逆变器输出波形(M=0.9)

图11为调制度M=0.9时，相电压的频谱分析，谐波主要集中分布在以3 kHz为中心的边带谐波附近。逆变器输出相电压的等效开关频率为2倍次的载波频率，实现了倍频的效果。

图11 稳态时相电压频谱(M=0.9)

图12是低调制度下，即M为0.5时，逆变器启动的暂态过程中，相电压波形和电流波形动态变化图。低调制度阶段，相电压为三电平波形。由图12可知，当钳位电容电压UC从大约1 V增加到7 V的过程中，相电压UAO的“+E”幅值由近似24 V逐渐降低，过程持续到钳位电容平稳后，即UC为12 V，+E幅值会降低至12 V(-E幅值同理，会逐渐增加到-12 V)。显然，UC从大约1 V增加到7 V的过程中，电流io波形也愈加平滑，向正弦波形趋近。

图12 暂态过程中，逆变器输出波形(M=0.5)

图13为低调制度下，即M为0.5时，逆变器进入稳态后，在不同负载下输出波形图。其中，UC为钳位电容电压波形、UAO为相电压波形、UO为滤波后电阻两端波形和逆变器输出电流io的波形图。从图13可知，虽然调制度降低到0.5，输出的相电压UAO波形降到三电平，但UC稳定在12 V，且三电平波形较稳定。而且不同负载下，电阻两端电压波形UO和滤波之后的电流io波形也趋近正弦波，对比图12暂态过程中的电流波形，非常明显稳态之后的电流波形更接近于正弦波。与仿真图6基本一致，也充分说明了低调制度下不同负载性质时，钳位电容同样实现了平衡控制。