低交叉极化高隔离的双极化天线

张 凯，李璐名，裴立力，李 莉，韩国瑞

(山西大学 物理电子工程学院，山西 太原 030006)

0 引 言

随着现代无线通信系统的迅速发展，通信用户的不断增加，原有通信信道的容量压力倍增，传统基站天线已经无法满足需求.双极化天线作为极化分集技术的一种重要应用，可以有效对抗多径衰落，提高频谱利用率，增加通信系统容量，现已成为移动基站天线设计的重要方向.

提高天线端口间隔离和降低辐射交叉极化是双极化天线设计中的两个重要环节.近年来，针对提高隔离和降低交叉极化已经提出许多不同的设计方法.由于天线端口间的耦合电流是影响隔离度的主要因素，因此，降低耦合电流就可以提高天线的隔离度.文献[1]利用枝节加载谐振器(SLR)作为滤波单元的方法，很好地抑制了端口间的耦合电流，实现了25 dB的端口隔离.文献[2]通过引入双倒E型附加耦合单元，提供新的耦合电流，并控制其幅度和相位与原来耦合电流相抵消，使天线双端口之间的隔离度均大于30 dB.文献[3]利用加载中和线的方式增加一条电流路径对天线进行解耦，使中和线的电流和天线端口间的耦合电流等幅反相，相互抵消，从而降低了端口间的耦合，实现天线端口之间的高隔离.文献[4]通过将方环形缝隙嵌入滤波电路，在天线每个端口各自产生一个二阶带通滤波响应，很好地抑制了两个端口间的互扰，使天线两个端口之间的隔离度大于25 dB.文献[5]将3个谐振器和辐射贴片集成为滤波器，抑制了端口间的耦合电流，使天线端口的隔离度从29 dB提高到 35 dB.文献[6]通过引入一个缝隙耦合的180°混合电路，很好地抑制了端口与馈电网络阻抗不匹配引起的自干扰和天线端口之间的耦合，实现了端口间大于50 dB的隔离.另外，天线的交叉极化主要受极化电流分布的影响，因此，提高极化电流的正交性可以有效地降低交叉极化.文献[7]在蝴蝶形贴片上嵌入对称的T形缝隙，使贴片电流分布更加均匀，增强了线极化纯度，减小了天线交叉极化，使交叉极化低于-40 dB.文献[8]采用四路功分器平行馈电的方法，抑制了高阶模产生的横向电流，降低了交叉极化.文献[9]和文献[10]分别利用在贴片上加载弧形缝隙和H形缝隙的方法，增强了水平极化和垂直极化电流的正交性，从而降低了天线的交叉极化.

本文设计了一种应用于WLAN工作频段的具有低交叉极化和高隔离度的双极化天线.天线由1个方形辐射贴片，2个带有发夹谐振器的馈电网络和1个刻蚀H形缝隙的接地板组成.发夹谐振器和辐射贴片构成一个二阶滤波天线用以展宽天线的带宽.通过接地板上蚀刻H形缝隙降低天线端口间的耦合电流，改善天线两个端口的隔离度.同时H形缝隙使得天线极化电流分布更加均匀对称，增强了线极化纯度，降低了天线交叉极化.

1 双极化天线设计

1.1 天线结构

本文设计的具有低交叉极化和高隔离度的双极化天线，其结构如图1 所示.

图1 宽带双极化天线结构图Fig.1 Structure of broadband dual polarization antenna

天线由3层金属和2层介质基板间隔层叠而成.2层介质基板均为FR4基板，介电常数为4.4，损耗角正切为 0.02，厚度为0.8 mm.方形贴片印刷在顶层介质板的上表面作为天线的辐射单元，如图1(a)所示.图1(b)为印刷在底层介质板下表面包含2个发夹型谐振器的馈电网络.发夹谐振器和顶层贴片通过电容耦合的方式构成二阶滤波电路，其中辐射贴片作为二阶滤波器的最后一阶谐振单元.通过实现两个反射零点来达到展宽天线工作带宽的目的.天线接地板位于两层介质板的中间，其上蚀刻两个正交放置的H形缝隙，如图1(c)所示.H形缝隙一方面将底层馈电网络的电磁能量耦合到顶层贴片，另一方面H形缝隙降低天线端口间的耦合电流，从而改善天线两个端口的隔离度.经过仿真优化，天线的具体参数见表1.

表1 天线参数Tab.1 The parameters of antenna

1.2 隔离度的改善

H形缝隙的长度和相对位置关系对天线的性能有很大影响.图2 所示为H形缝隙长度d1为3 mm, 4 mm和5 mm时，天线反射系数S22与频率变化的曲线.

图2 d1对S22的影响Fig.2 Effect of d1 on S22

由图2 可知，H形缝隙的长度主要影响低频反射零点的频率，随着d1的增大，低频反射零点的频率逐渐降低.d1=3 mm时，低频反射零点与高频反射零点重合，此时天线反射系数仅有一个零点.d1=5 mm时，低频反射零点远离高频反射零点，但两个零点之间的反射系数大于-10 dB，不满足阻抗带宽的要求.当d1=4 mm时，低频反射零点和高频反射零点构成二阶的阻抗带宽，其频率范围覆盖2.4 GHz～2.484 GHz的WLAN频段，满足设计要求.

图3 所示为两个H形缝隙的间距d4为11 mm～14 mm时，天线端口间互耦S21与频率变化的曲线.随着d4由11 mm增大到13 mm时，S21逐渐从-28 dB减少到-38 dB；但当d4由13 mm变到14 mm时，S21反而从-38 dB增大到-36 dB.为使得天线端口间的耦合在工作频段内尽量小，故选择d4为13 mm.

图3 d4对S21的影响Fig.3 Effect of d4 on S21

1.3 交叉极化的降低

图4 所示为使用矩形缝隙和H形缝隙时，天线接地板上的电流分布.

图4 接地板上表面电流分布Fig.4 Surface current distribution of ground

图4(a)和(b)分别为端口1激励时矩形缝隙和H形缝隙的接地板电流分布，可以看出使用矩形缝隙耦合时，端口1到端口2的耦合电流较强，而使用H形缝隙耦合时，电流主要分布在馈线位置，端口1和端口2之间几乎没有耦合电流.图4(c)和图4(d)分别为端口2激励时矩形缝隙和H形缝隙的接地板电流分布，可以看出H形缝隙耦合时的电流分布相较于矩形缝隙明显减弱.

天线水平和垂直极化电场的正交性会影响天线交叉极化大小.图5 分别给出了矩形缝隙和H形缝隙耦合时，天线辐射贴片的电场分布.

图5 天线贴片电场分布Fig.5 Electric field distribution of antenna patch

由图5 可知，相比矩形缝隙耦合，采用H形缝隙耦合时，天线贴片上的电场分布更加均匀对称，增强了天线的线极化纯度，降低了天线的交叉极化.

2 仿真结果

图6 所示为天线S参数的仿真结果，S11和S22分别为两个端口输入反射系数，S21为端口间的互耦，天线的隔离度为其倒数.由图6 可知，端口1的-10 dB阻抗带宽为2.4 GHz～2.5 GHz(相对带宽4.16%)，端口2的-10 dB阻抗带宽为 2.39 GHz～2.52 GHz(相对带宽5.41%).在工作带宽内，天线两端口间的隔离度大于38 dB.

图6 MIMO天线的S参数Fig.6 S-parameter of MIMO antenna

图7 所示为天线的归一化仿真辐射方向图，天线两个端口的辐射均呈现全向辐射.端口1工作时，天线交叉极化水平在E面和H面均低于-30 dB.端口2工作时，E面和H面的交叉极化水平均低于-28 dB.

图7 天线辐射方向图Fig.7 Radiation pattern of antenna

3 结 论

本文针对2.4 GHz的WLAN工作频段设计了一种具有高隔离和低交叉极化的双极化天线，在接地板上蚀刻H形缝隙减小了天线端口间的耦合电流，改善了端口隔离性能.H形缝隙使贴片电流分布更加均匀对称，增强了线极化纯度，减小了天线交叉极化水平.仿真结果显示，端口1的-10 dB 阻抗带宽为2.4 GHz～2.5 GHz(相对带宽4.16%)，端口2的-10 dB阻抗带宽为2.39 GHz～2.52 GHz(相对带宽5.41%).天线两端口的隔离度大于38 dB，端口1工作时E面和H面的交叉极化低于-30 dB，端口2工作时的交叉极化低于-28 dB.