具有宽频带的小型化双频分支线耦合器设计

郝晓慧,陈 明,薛智慧,程丹丹

(西安邮电大学 电子工程学院,陕西 西安 710121)

随着无线技术的飞速发展,射频微波集成电路已得到越来越广泛的关注。分支线耦合器是微波集成电路的基本模块,也是混频器、调制器、倍频器、放大器、功率分配器(高隔离)等微波元件的重要组成部分[1-2]。在这些微波器件中,耦合器主要起信号监测、信号注入、功率分配及合成等作用[3-5]。传统分支线耦合器往往只能工作在单频段。单一频段的耦合器已不能支撑所有的通信系统,双频分支线耦合器[6-8]已成为当下的研究热点之一,其中微带耦合器受到了越来越多的关注。

设计双频分支线耦合器需要考虑的是带宽和结构尺寸之间的权衡。文献[1]采用在分支线耦合器上加阶梯阻抗变换线的方法有效增加了工作带宽,但是这种结构尺寸较大。文献[9]在分支线耦合器上加交叉耦合线虽然解决了结构尺寸较大的问题,但四分之一波长分支线在奇次谐波下产生的杂散响应是不可避免的。在传统分支线耦合器的一对传输线中间加载短截线[10],不但可以设计成宽带双频特性,而且实现了结构的小型化,但当定向耦合器偏离中心频率时,输入驻波比和隔离度变差,耦合度也将产生频偏。为了提高性能,在设计双频分支线耦合器时最常用的方法是添加分支线的数目[11]或引入双频传输线[12]。引入双频传输线设计双频分支线耦合器会导致耦合器的电性能下降,因而通过添加分支线的数目的方法来设计双频分支线耦合器是一个良好的选择。

本文提出通过添加分支线的数目实现一个小尺寸的双频分支线耦合器。图1是非对称的交叉耦合分支线结构示意图。从图1可知,主线和分支线分别由阻抗为Z1、Z2,电长度为θ1、θ2的传输线构成,通过在传统分支线内部加上阻抗为Z3,电长度为θ3、θ4、θ5、θ6的一组交叉分支线实现双频工作。通过这组非对称交叉耦合支路,提高了结构的带宽和自由度,同时,弯曲的传输线保证了其结构的紧凑性。

1 分析方法及主要参数

交叉耦合器可以看作是传统耦合器内部交叉线无限扩展的一种特殊情况,可以通过奇偶模分析法对它进行分析[13]。奇偶模分析法的核心是解耦,它来自对称与反对称的思想。任意矩阵都可以分解为对称和反对称矩阵之和。定义两种外部激励:偶模激励和基模激励。偶模激励是一种对称激励,基模激励是一种反对称激励。偶模激励和基模激励这两种特征激励的物理意义分别是磁壁和电壁。

图1 非对称的交叉耦合分支线结构示意图Fig.1 Schematic diagram of asymmetric cross-coupled branch lines

下面对定向耦合器的性能参数数进行定义。

直通参数(T):

耦合参数(C):

输入驻波比VSWR:

隔离参数(I):

相位差(ΔP):

在工程技术方面习惯用阻抗特性Z0。在设计工程中,将耦合器的四个端口均匹配到特性阻抗50Ω,Z0O、Z0e分别为奇模特征阻抗和偶模特征阻抗。

在波段的中心频率上θ=90°,电压耦合系数K为:

得奇模特征阻抗和偶模特征阻抗分别为

2 结构描述

通过对参考文献[9]的电路进行改进,提出了如图2所示的分支线耦合器结构。本设计采用了厚度h=1 mm,介电常数εr=4.4,损耗角正切tanδ=0.02的环氧玻璃树脂(FR4)作为介质基板。固定参数有w0=2.05 mm和d=0.62 mm,相对参数有w12=2w31+s12,w32=2w31+s11,l11=l4-4d2和l3=0.74(w0+w21)+3w31+s11+s31。

图2 耦合器的几何结构图Fig.2 Geometry and parameterization of the coupler

3 设计方法

令Rf(x)和Rc(x)为高保真度模型和低保真度模型在x点处的响应。设计问题可以表述为最小化任务:

式中:U是标量目标函数;x*是待确定的最佳设计。为了确保设计过程的高效率,SBO过程取代直接求解式(10)。SBO过程是通过优化代理模型Rs(i)(x),生成一系列逼近x(i),i=1,2,…,x*,如式(11):

通过频率调整和隐式空间映射校正函数Rc(x)构造代理模型Rs(i)(x)。

BLC的优化如式(12):

式中,设置阈值d=0.3 dB,惩罚因子β=5。

采用信赖域算法对耦合器进行微调。信赖域算法是求解非线性优化问题的一种数值方法。它是一种迭代算法,即从给定的初始解开始,通过逐步迭代不断改进,直到得到满意的近似最优解。其基本思想是将全局优化转化为一系列简单的局部优化问题。

4 结果和讨论

图1优化后的参数如表1所示。

表1 结构示意图优化结果Tab.1 Optimization results of the schematic diagram

优化后的BLC耦合器结构参数值如表2所示。

通过Ansoft高频结构仿真(HFSS)软件进行仿真及优化设计,并利用网络分析仪进行实测,得到分支线耦合器的S参数频率特性曲线示于图3和图4中。从仿真和测量结果可以看出,分支线耦合器的各个端口均匹配。仿真结果与实测结果基本吻合良好,证明了设计的有效性。

表2 耦合器结构参数值Tab.2 Structure parameters of the coupler mm

图3 分支线耦合器的仿真结果Fig.3 Simulation results of branch-line coupler

从仿真结果图3可以看出,在中心频率3.05 GHz和6.1 GHz处小于-20 dB的阻抗带宽分别为2.9～3.1 GHz(6.5%),5.9～6.55 GHz(10.6%)。在两个频率处输出端和耦合端的相位差分别为-86.6°和-90.5°。相位差满足90°±5°的情况下,在中心频率3.05 GHz处带宽为2.9～3.28 GHz,它的相位带宽为12.4%;在中心频率6.1 GHz处带宽为5.4～6.48 GHz,它的相位带宽为17.7%。

图4 分支线耦合器的测量结果Fig.4 Measurement results of branch-line coupler

为进一步验证仿真结果,采用表2中耦合器的参数值对所设计的双频耦合器进行实物加工并测量,实物如图5所示。

图5 双频耦合器实物图Fig.5 Physical view of DB coupler

从实物测量结果图4可以看出,在中心频率3.05 GHz和6.2 GHz小于-20 dB的阻抗带宽分别为2.95～3.17 GHz(7.2%),5.94～6.54 GHz(9.7%)。与仿真结果相比频率向右偏移0.1 GHz,带宽减少了0.3 GHz。

在两个频率处相位差分别为-86.4°和-90.5°。相位差满足90°±5°的情况下,在中心频率3.05 GHz处带宽为2.96～3.28 GHz,它的相位带宽为10.5%;在中心频率6.2 GHz处带宽为5.5～6.45 GHz,它的相位带宽为15.3%。

另外,中心频率的回波损耗S11可以达到39 dB以上,隔离度S41在f0.1处为-23.2 dB,f0.2处为-21.7 dB。输出S21和耦合S31均可达到-5 dB以上。

仿真结果和测量结果的具体对比见表3。由于耦合器的加工和测试所带来的误差,测量结果相对仿真结果出现偏差,但从整体来看两者吻合较好。

表3 仿真结果与测量结果对比Tab.3 Results comparison between simulation and experiment

表4为本文所提出耦合器与已有的双频分支线耦合器的各项指标对比。由表4可知,本文所设计耦合器同时具有更宽的带宽和更小的尺寸。这些优秀的指标使其可以应用于宽带无线通信系统。

表4 所设计耦合器与已有的双频分支线耦合器的性能比较Tab.4 Performance comparison between designed and existing DB coupler

5 结论

本文设计了一种在传统耦合器中间加非对称交叉耦合分支线的双频耦合器,具有尺寸小和工作带宽宽的优点。通过添加耦合分支线实现双频带,交叉耦合分支线的不对称性实现宽频带,耦合器采用弯曲的结构实现小型化。结果表明,中心频率为f0.1,小于-20 dB的阻抗带宽约为6.5%,相位带宽约为12.4%。中心频率为f0.2,小于-20 dB的阻抗带宽约为10.6%,相位带宽约为17.7%。面积仅为431.8 mm2。提出的耦合器结构满足尺寸小、宽频带和双频带的要求。该耦合器可以覆盖于S波段、C波段和XC波段。