基于特征模理论的缝隙宽带天线设计

王友保,张宥诚,郑大鹏

(南京信息工程大学 电子与信息工程学院,江苏 南京 210044)

微带天线以其外形小、质量轻、成本低、制造方便和易于与微波电路集成等优点,被广泛地应用在雷达、卫星等无线通信领域[1-2]。然而,微带天线的窄带特性限制了它在众多需要宽频带情况下的应用,努力提高微带天线的频带宽度成为科研人员研究的重点之一。微带缝隙天线作为微带天线的一种,不仅拥有传统微带天线的优点,同时也易于与其他物体共形。近年来,科研人员提出了一类宽缝隙微带天线[3-4],其缝隙的宽度和长度大致相当,并由宽缝隙区域上方较宽的微带线馈电,使两个正交模式同时在缝隙内被激发,调谐枝节上的电流是辐射主要部分,天线获得了不错的频带宽度,但这些天线大多数是不易共形的;另一类是易于共形的窄缝隙微带天线,采用多种技术得到较好的频带宽度。例如,通过寄生谐振器或谐振模式沿馈线部分引入额外的非辐射谐振[5-6]、通过使用虚构的短路概念[7]、采用单极槽组合[8]、引入寄生通孔[9]以及利用多模谐振[10-11]等等,进而得到各种宽带缝隙天线。近些年来,利用多模谐振原理[12-14]以及利用特征模理论指导设计窄缝宽带天线的方法[15-16]得到更多科研人员的关注。在文献[12-13]中,通过在缝隙槽中心馈电,并且在电场零点周围引入槽根进行扰动,从而产生两个相互靠近的谐振宽带辐射,天线带宽得到一定程度拓宽。在文献[14]中,提出了一种三模宽带缝隙天线,利用叉状微带调谐短线馈电和槽根对缝隙中被激发出的模式进行扰动以产生三个谐振的辐射宽频特性。在文献[15]中利用特征模理论提供了对多模谐振缝隙天线在缝隙槽中磁模和电模之间的相互作用,设计了一种简单的中心馈电的缝隙宽带天线。文献[16]给出了利用特征模理论分析的一种带有枝节槽的宽频带圆形缝隙环微带宽带天线。目前,利用特征模理论研究多模缝隙微带天线,拓宽其带宽范围是天线技术研究的热点之一。

特征模理论通过分析天线的特征值,把表面电流分解成相应的特征电流。不同特征模式对应特征值的大小可以反映特征模式辐射能力的强弱。它可以从物理本质上研究天线的辐射机理,从而有效地指导天线设计[17-22]。本文首先介绍了特征模理论,然后用特征模理论分析天线结构,得到符合设计要求的天线结构。根据该结构的特征电流分析,结合多模谐振思想[22],将天线馈源非对称方式设置于缝隙槽中[23],尽可能激励出多个模式,从而拓宽天线带宽。所设计的新型缝隙微带宽带天线是蚀刻在FR4介质基板上,尺寸为95 mm×95 mm×0.8 mm,天线工作频带为1.09～2.79 GHz,相对带宽为87.60%。与同类型微带窄缝缝隙天线相比,该天线带宽范围优势明显。同时,该天线具有辐射性能良好以及易于共形等特点,可应用于无线通信系统中。

1 特征模基本理论简介

特征模理论最初是由Garbacz在1968年他的博士论文中提出[24],由Harrington等[25-26]结合矩量法补充完善,使其可以处理电解质、磁介质以及电磁性混合体等。近年来,由于电磁仿真软件的发展,特征模分析方法再次引起科研人员的关注。它是应用比较广泛的数值矩量法结合解析本征模理论两者的优点所提出的一种求解电磁问题方法。其物理概念清晰,可以明确展现天线结构体工作机理。同时特征模是电磁物体固有的属性,仅与天线的形状、尺寸和工作频率有关,与馈源设置的位置无关。

建立在矩量法(MoM)基础之上的特征模理论,满足的广义特征值方程为:

式中:λn是对应特征电流Jn的特征值。阻抗矩阵Z=R+j X,其中R、X分别为电场积分方程阻抗的实部和虚部。

特征电流满足以下正交性:

在辐射功率Pmn=1情况下,储能只与λn有关,当λn越接近于0,表示此模式在此频率下越接近谐振。λn的正负可以确定储能的类型,λn＞0,表示该模式在此频率下储存磁能,呈感性。λn＜0,表示该模式在此频率下存储电能,呈容性。由于λn变化范围很大,不便观察研究。在天线工程设计中,通常采用Modal Significance(MS)来表示一个模式的辐射潜力。

MS的范围为0～1,当MS≥0.707时,即λn≤1,表示该模式适合作为辐射模式激励;当MS=1时,表示该模式在此频率下发生谐振。

2 天线结构与模式分析

本文依据特征模理论设计了一款宽频带窄缝隙微带天线,如图1所示。天线印制在相对介电常数为4.4,损耗角正切为0.027的FR4介质基板上,尺寸为95 mm×95 mm×0.8 mm,天线上的圆形缝隙关于长矩形缝隙对称,缝隙宽度均为w,其他长度L、r、S、g等参见图1。所提出的天线设计过程简述如下:首先通过电磁仿真软件FEKO 2017的特征模分析功能对不添加激励源的三种基本结构进行模态分析和对比,得到没有具体馈电点的适宜作为宽带天线设计结构。然后根据特征电流分布并结合多模谐振思想,使用50 Ω的馈线跨接在距离圆心S的非对称位置的内、外边缘上(参见图1),以便产生更多的电流谐振回路,从而激励出尽可能多的潜在模态,形成多模谐振,拓宽天线频带。最后为了得到最佳的天线宽频特性,利用电磁仿真软件HFSS 15.0进行仿真优化,确定最终的天线结构参数。

图1 天线结构示意图Fig.1 Antenna structure of proposed design

下面详细描述得到上述天线具体分析过程。图2为得到无具体馈电点的天线结构设计流程,图3则是对图2中三个天线结构模式分析,利用FEKO特征模分析功能给出了每一种结构的前六种特征模式。对于图2中的结构一,从图3(a)中可以看出,模式1和模式2为简并模,而模式6为高次模,难以被激励产生谐振,所以主要观察该结构的前五种模式。为了达到宽带天线特性,需要将尽量多的该结构的谐振特性频率点相互靠近,在图3(a)中,模式1、模式2、模式4靠得很近,通过挖槽方式,改变电流回路,以改变模式3和模式5谐振特性。这里值得注意的是,在尝试改变模式3、模式5谐振特性时,尽可能不影响其他模式。图3(b)为结构二的前六种模式,从图中可以看出,模式1和模式2从结构一的简并模式分开,模式谐振点向低频段偏移,以拓宽低频段的天线带宽。图3(c)给出了结构三的前六种模式,从图中可以看出,虽然此结构最终导致模式3难以被激发,但是模式5如期望的那样,向模式4靠拢,从而当成功地激发模式1、模式2、模式4、模式5时,就能够得到预期的宽带特性。综上分析,最终可将图3(c)的结构选作设计天线的适宜结构。

图4给出了结构三的前六种模式所对应的归一化电流图。通过以上分析可知,需要将J1、J2、J4、J5所对应的模式同时激励出来。观察图4可见,只有在矩形缝隙中特征电流J1、J2、J4、J5分布大小相似处设置馈源,才可以尽可能地将模式1、模式2、模式4、模式5同时激励出来。因此尝试在矩形缝隙中距离圆心S的非对称位置激励(如图1所示)。

图2 天线结构设计流程图Fig.2 Flow chart of antenna structure design

图3 天线前六种模式Fig.3 The first six modes of antenna

图4 天线前六种模式归一化特征电流分布Fig.4 Normalized characteristic current distribution of the first six modes of the antenna

为了得到该缝隙天线结构最优的尺寸,再利用HFSS 15.0对天线的尺寸W、r、L、S进行仿真优化。图5为仅改变馈电点位置S时的仿真结果,容易看出,当馈电的位置距离天线中心S=1 mm时,该天线只有一个谐振点且回波损耗并不理想,频带较窄;当馈电点从中心位置向右偏移时,出现三个明显的谐振点,使得天线的带宽范围进一步得到了扩展。经过反复尝试,最佳馈电点位置为S=5 mm。

图6为仅让缝隙宽度W变化,而其余参数固定不变时的仿真结果。由图6可见,当W=1.8 mm时,天线存在较好宽频带回波损耗参数,同时保证天线的窄缝特性。

图5 S 11随馈电位置S变化的特性Fig.5 Characteristics of S 11 as a function of feed position S

图6 S 11随缝隙宽度W变化的特性Fig.6 Characteristics of S 11 as a function of slot width W

图7为仅有参数r变化时的天线回波损耗特性曲线,仿真曲线表明,当圆环的半径长度为r=22 mm时,在高频段S11＞-10 dB,回波损耗较大,不能满足宽频带通信需求;增加半径长度,天线性能得到明显改善,当r=26 mm时,天线呈现多谐振特点且回波损耗较小,带宽范围较大;继续增加圆环半径长度,天线的回波损耗逐渐增大,当r=30 mm时,在1.8 GHz附近的天线回波损耗S11＞-10 dB,不符合设计宽频天线的目的。

图7 S 11随着圆环半径r变化的特性Fig.7 Characteristics of S 11 varying with the radius r of the ring

图8为仅有矩形槽长度L变化时,对于天线的回波损耗参数的影响,当L=91 mm时,天线的带宽最理想。

图8 S 11随着矩形缝隙长度L变化的特性Fig.8 Characteristics of S 11 changing with rectangle slot length L

通过上述仿真分析,得到该天线的结构最佳尺寸,如表1所示。其中h为介质基板的厚度,g为仿真设置的激励端口面宽度。对天线模型进行仿真,在回波损耗S11＜-10 dB情况下,天线的频带范围为1.16～2.78 GHz,相对带宽达到了82.2%。可见,该天线的结构设计以及馈电方式的选择能够提高缝隙天线的工作带宽。

为了进一步揭示所设计的天线辐射特点,图9分别给出了频率在1.3,1.8,2.3 GHz电流分布图。图9(a)显示,天线工作在1.3 GHz时,电流主要分布在矩形缝隙中心区域上,天线辐射主要由这部分的电流产生,类似于偶极子天线。图9(b)表明当频率为1.8 GHz时,电流主要集中在矩形缝隙中间和两侧部位处。而当天线工作在2.3 GHz时,图9(c)表明电流主要是集中在左侧和中间枝节上,这两部分成为天线辐射的主体。

表1 天线优化后尺寸的参数Tab.1 Optimized parameters of the proposed antenna mm

图9 天线电流分布图Fig.9 Antenna current distribution

图10给出了仿真增益和效率随频率变化的曲线。从图中可以看出,在阻抗带宽内,该天线均具有稳定的增益表现,平均增益为5.0 dBi以上,平均效率为90%以上。这款天线在各方面都具有较好的宽带性能,满足天线工作需求。

图10 仿真增益效率图Fig.10 Simulation gain efficiency diagram

3 实物加工与测试

依据表1的天线尺寸制作了天线样品,如图11所示。使用安捷伦N5227A矢量网络分析仪对实物天线的回波损耗进行了测试,得到天线的实测阻抗带宽范围为1.09～2.79 GHz,相对带宽为87.60%,如图12所示。同时,从图12中可看出,所设计天线回波损耗的仿真曲线和测试曲线基本吻合,验证了设计的正确性;而实测曲线与仿真曲线间的微小偏差主要是由天线加工制作的误差、FR4介质基板质量的不均匀性、SMA接头焊接精度等因素影响而产生的。

图11 天线的加工实物图Fig.11 The processing diagram of the antenna

在暗室中对实物天线的辐射性能进行了测试,图13为天线工作频带范围内的三个频点1.3,1.8,2.3 GHz的辐射方向图,图中标注Simu和Meas分别为Simulated和Measured简写。从图中可以看出,有效带宽内低频段天线在yoz面的辐射方向图呈 “8”字形,在xoz面则呈全向辐射特性,天线的方向图稳定,各个频点处的天线辐射方向图基本一致,交叉极化在-15 dB以下。

图12 仿真结果与测量结果的回波损耗对比Fig.12 The comparison diagram of return loss between simulation results and measurement results

随着频率的提高,在更高的频率时出现了旁瓣,交叉极化也逐渐增大,主要是由于天线工作频带较宽,不对称的馈电结构导致了沿y轴的电流分布具有不对称性,从而影响了高频段H面辐射方向图的对称性。同时测量的交叉极化水平略高于模拟水平,主要是由于馈电电缆的寄生辐射和SMA连接器的杂散辐射可能导致不希望的交叉极化产生。图13也显示主极化测量结果与仿真结果有微小差别,这个误差产生的原因主要有两方面:(1)与上述对S11测量与仿真结果间误差有相同的产生原因;(2)天线测试过程中夹具(主要位于天线两侧及后方)固有误差的影响。总体来说,天线的方向图在带宽范围内主辐射性能满足天线在实际场景中的应用。

另外,当缝隙天线的长宽比(LWR)越大时,通常此缝隙天线越易于共形。本文所设计的缝隙天线除了上面描述的宽频带、良好的辐射等特性外,其缝隙的长宽比(LWR)也超过50,易于共形。该缝隙天线与已发表文献中涉及的缝隙天线相比,具有更好的宽频带、易于共形(LWR较大)等特点(参见表2)。

4 结论

图13 天线的仿真和实测辐射方向图Fig.13 Simulated and measured radiation patterns

本文基于特征模理论,设计出了一款结构新颖的微带缝隙宽带天线。该天线由一个长矩形缝隙和对称地镶嵌于其两侧的圆形缝隙构成,在无确定馈电点的情况下,通过对所设计天线的模态分析,确定出适宜的天线结构;然后结合多模谐振思想,采用非对称馈电方式,激励出潜在的模式,获得更宽的天线带宽;最后利用电磁仿真软件HFSS 15.0对该天线进行更精细化的仿真优化,得到最终的天线尺寸,据此加工成实物天线。该天线测试表明,其工作频带为1.09～2.79 GHz,相对带宽达到87.60%,在工作的带宽范围内能够实现5.0 dBi以上的平均增益,天线的辐射性能良好。该天线带宽提高明显、结构简单、易于共形和制作,可在无线通信系统中使用,具有一定的应用价值,对未来缝隙宽带天线的研究和设计也具有借鉴意义。

表2 天线性能比较Tab.2 Comparisons of different wideband slot antennas