P波段宽带侦察接收机的设计

2021-01-07胡晓文

舰船电子对抗 2020年6期

胡晓文

(中国电子科技集团公司第三十八研究所，安徽合肥 230088)

0 引言

P波段信号因具有超强的穿透性，被广泛应用于遥测通信中。该波段不属于国际标准频段，遥测信号的工作频率多变，且存在多目标的情况，为了获得较高的截获概率，要求侦察接收机在频域上宽开。P波段充满着大量的电视广播信号、通信信号、雷达信号以及各种干扰信号，有效地抑制这些干扰，在复杂电磁环境下检测目标，成为宽带侦察接收机设计需要着重考虑的问题。

对于复杂电磁环境，增强侦察接收机的适应能力，无非就是2种方法:一为空域抑制,二为频域抑制。空域抑制是利用干扰信号和侦收信号的波达角不同，基于波束形成算法来实现空域滤波；频域抑制利用干扰信号和侦收信号的频率不同，基于频域选择特性来抑制强干扰，宽带侦察接收机需要重点考虑频域抑制的问题，才能提高接收机在复杂电磁环境中的适应性，增强生命力。

本文分析了复杂电磁环境的情况，基于频域抑制方式，提出了一种梳齿滤波的方案，提高了侦察接收机适应复杂电磁环境的能力。

1 侦察接收机的结构选择

接收机大致可分为超外差式接收机和直接数字式接收机两大类。

超外差接收机通过一次或多次变频，将射频信号的频谱搬移到中频，中频频率较低，对模数转换器件要求低，便于信号数字化，且中频滤波器的选择性较好，易于工程实现，因此，超外差接收机成为传统经典的接收机模式。其缺点是混频环节易产生交调频率，成为虚假信号，污染信号频谱。对于超宽带接收机，选择合适的变频窗口变得十分困难，信号频谱质量的恶化程度更加严重，有时甚至无法正常工作。

直接数字式接收机，信号经低噪声放大和滤波之后，直接进入模数转换，后续的处理都在数字域完成，避免了变频环节带来的各种干扰问题，并且架构简洁，体积和可靠性将大大提高，直接数字式接收机是未来接收机发展的方向。

数字式接收机，对模数转换器(ADC)的采样率和位数要求较高，随着电子技术的飞速发展，高性能器件发展很快，采样时钟2 GHz左右的ADC国产器件已经十分成熟，其性能和价格都已经适合批量工程应用。

该侦察接收机工作在200～700 MHz范围，选用采样时钟2 GHz的ADC器件，可以实现数字直采，所以P波段宽带侦察接收机采用数字直接式结构。

2 侦察接收机的方案选择

侦察接收机的工作频率为200～700 MHz，宽带侦收。数字直采原理上可以解决超宽带问题，避免超外差接收机的各种缺点。考虑到P波段电磁环境的复杂性，数字式接收机设计需要重点考虑抗干扰问题，使接收机能够适应复杂电磁环境。

P波段空间电磁信号极其复杂，调频广播信号分布在70～110 MHz的米波波段，电视信号分布在45～450 MHz和470～960 MHz频段，我国现行的手机基站信号分布在870～890 MHz，其间还分布着大量的通信电台信号。即使广播信号和手机基站信号不在侦收频段内，但是离工作频率的上下频段较近，而系统是500 MHz的瞬时带宽，广播和手机基站站点分布较广，灵活机动，每个阵地的电磁环境各不相同，所以广播信号和手机基站信号的干扰也不可忽视。

4种直接数字式接收机的方案如图1所示，下面分别说明4种方案的工作原理。

图1 4种直接数字式接收机的方案示意图

对于带外强干扰，传统的频域抑制方法使用预选滤波器抑制带外强干扰。方案1最为简洁，信号经过预选滤波器、低噪声放大后，进行模数转换。预选滤波器可以抑制远离侦收信号频带外的干扰，若通带内或离通带较近处有较强的信号，将影响接收机的正常工作。该方案截获带宽500 MHz，方案简洁，设备量少，成本低;但适应复杂电磁环境的能力差，在P波段的恶劣环境下，几乎不能正常工作。

方案2同样用预选滤波器抑制带外的干扰信号，低噪声放大器之后，针对已知的、幅度超出接收机动态范围的干扰信号，设计凹口滤波器加以抑制。对于侦收带宽内大量的电视、通信信号，凹口滤波器数目少，频域抑制效果差；使用凹口滤波器多，除了体积成本急速上升外，还牺牲了大量的频率资源，工程价值将受很大影响。

方案3在预选滤波、低噪声放大后，设计了窄带滤波器组，并行侦收处理，利用信道化窄带接收机，多通道拼接后，实现500 MHz的截获带宽。可以根据具体电磁环境，关闭遇到干扰的信道，其它信道还可以正常侦收。该方案可以抑制强干扰信号，适应复杂电磁环境能力较强，但设备量和成本急剧增加。

方案4 针对频域宽开的接收机、复杂的电磁环境，兼顾成本和性能，提出梳齿滤波方法。接收信号按工作频率分为2组，2组信号并行侦收。每组截获不连续的250 MHz的信号，2组在数字域拼接后，具有500 MHz带宽的截获能力。梳齿滤波器实现多个凹口滤波器的功能，可有效抑制靠近侦收频段的干扰信号。遇到带内强信号堵塞通道时，可以灵活关闭某个信道，其余信道还可以正常侦收，增强接收机对于复杂电磁环境的适应能力，极大地提高了工作效率。该方案把信号分为2组，利用2个ADC实现模数转换，在数字域进行拼接处理，较方案3，方案4可以大大降低成本，具有较高的可靠性。

4种方案的优缺点如表1所示，综合考虑，宽带侦察接收机采用方案4，即梳齿滤波+直接数字模式，兼顾截获带宽、成本、体积等因素的基础上，在复杂电磁环境下具有较强的适应能力。

表1 4种方案的优缺点

3 宽带侦察接收机设计

宽带侦察接收机的原理如图2所示，接收机采用数字直采方式，全频段宽开接收处理。

图2 宽带侦察接收机原理图

预选滤波器在众多频段中选取需要的频段，并尽可能地抑制无用信号。经限幅低噪声放大器、分配器后，把信号送入2组梳齿滤波器组中，梳齿滤波器组中有4个信道，每个信道带宽72 MHz，梳齿滤波器A和B在频域上间隔错开1个信道，每个信道交叠10 MHz，保持侦收信号的完整性。梳齿滤波器中，每个信道都设计了微波开关，遭遇强干扰时，可以独立关闭该信道，其它信道可以正常工作。

AD主要完成射频信号数字化，输入信号200～700 MHz，采样率1 600 MHz。其中，ADC芯片型号为AD9689BBPZ，16 bit，该模数转换器为双通道ADC，现场可编程门陈列(FPGA)完成中频数字信号的数字下变频(DDC)及分析处理功能。

3.1 噪声系数设计

噪声系数是接收机的重要指标，表示接收机输出端的信噪比比输入端变坏的倍数。噪声系数定义为输入信噪比与输出信噪比的比值：

(1)

噪声系数通常用分贝表示：Fn(dB)=10lgF。

如图3所示，对于级联系统，若每级的噪声系数为Fn，增益为Gn，则整个系统的噪声系数可表示为：

(2)

图3 噪声系数级联框图

由式(2)可以看出，级联系统的总噪声系数主要取决于第1级或前几级器件的噪声系数和增益，就是通常采用高增益低噪声放大器的原因，这点对于射频前端的选择具有重要的指导意义。

侦察接收机的链路增益分配框图如图4所示。

常温测试得到接收机的噪声系数为3.5 dB。考虑到工程批量和宽温条件的影响，P波段噪声会恶化0.5 dB，噪声系数优于4 dB。

3.2 动态范围的设计

图4 侦察接收机的链路增益分配框图

接收机的线性动态范围是影响整个系统性能的一个重要因素。如果接收机是一个理想的线性系统,信号经过接收机的放大、变频、检波等变换,再经过数字信号处理就能提取出无失真的原始信号;但是接收机总是存在某种程度的非线性,并且由于这种非线性作用会使得接收的信号频谱发生变化,产生谐波和互调失真等干扰。

接收机的线性动态范围确定了接收机处理大信号的能力。接收机的线性动态范围可以表示为处理最大信号与最小信号的比值。

接收机动态范围的下限：应以进入接收机输入端的最小信号电平为准加上可检测信噪比，这个下限即接收机输入端可检测信号电平是设计接收通道总增益和ADC分辨位数的依据之一。

当2个或多个信号加到非线性器件时，就会产生互调干扰。2个信号A1cosω1t和A2cosω2t共同作用于非线性器件，其输出信号可表示为：K1Pin+K2Pin2+K3Pin3+…+KnPinn,其中有一阶分量K1[A1cosω1t+A2cosω2t]，二阶分量0.5A12K2cos2ω1t+0.5A22K22cos2ω2t+A1A2K2cos(ω1t+ω2t)+A1A2K2cos(ω1t-ω2t)，三阶分量0.75K3A12A2cos(2ω1t±ω2t)]+0.75K3A1A22cos(2ω2t±ω1t)。

由于这些值具有不同的斜率，所以对某一给定的输入值，它们将在某些值上相交，相对应的输入信号值就称之为该器件的输入截点。

三阶截点作为衡量系统线性度的一个指标,它是一个假想的交点。只有在输入信号幅度很小且三阶互调(IMD)的输出与输入信号的功率满足3∶1 的关系时,基波输出曲线与IMD曲线延长线的交点对应的线性输入功率才是PI3[2]。

基本二阶、三阶失真交叉点示意图如图5所示。

图5 基本二阶、三阶失真交叉点示意图

如图6所示，对于级联系统，其三阶截点值可按下式计算[3]：

(3)

图6 三阶截点级联系统框图

从式(3)也可以看出，越靠近后级的截点对总截点影响越大。互调产物可能发生在接收机每一级，由于不受接收机滤波抑制，输入信号每经过一级有增益的电路，信号电平都会提高，互调产物电平也提高。因此，越是靠后的电路线性应该越好，其设计才是合理的。

三阶截点和三阶互调分量及输入功率存在以下关系[4 ]：P3=-2(PI3+3Pin，等幅双音互调失真可以由上式来估算。当2个双音信号不等幅时，可简单地从比较大者中减去它们差值的1/3。即Pin可表示为2/3Pin1+1/3Pin2,则双音互调分量可简约表达为[4]：P3=-2PI3+2Pin1+Pin2…(Pin1≥Pin2)

三阶互调分量大于接收灵敏度(Pminin)时，接收机就会误报虚假信号，影响接收机的正常工作，只有等于或小于接收机灵敏度时，互调分量才可以忽略不计。这时的输入信号功率电平(Pins)到接收机灵敏度(Pminin)的范围称为无虚假响应动态范围(SFDR)，则：

(4)

(5)

式中：RSFD为无虚假响应动态范围。

无虚假响应动态与1 dB增益压缩点动态示意图如图7所示。

在复杂电磁环境下，接收机的线性特性用无虚假响应动态范围来表示比较符合真实情况。对于灵敏度确定的接收机，三阶截点越高，其线性特性越好，无虚假响应动态范围就越大，处理信号的能力就越强。

宽带接收机的各级增益及三阶截点的框图如图8所示，计算得系统的输入三阶截点为-26 dBm，信号带宽为2 MHz，噪声系数按4 dB计算，Pin,min≈-114+Fn+10lgB≈-106 dBm，无虚假动态约为53 dB。

图7 无虚假响应动态与1 dB增益压缩点动态示意图

图8 宽带接收机的各级增益及三阶截点框图

4 完成实验情况

该接收机进行了外场试验，与采用波段滤波器的传统接收机做了比较，模拟接收机的输出信号如图9所示。从图9可以看出,空间存在173 MHz、510 MHz和870 MHz的信号，其中172 MHz的信号较强，且离工作频率较近，只设计了波段滤波器的接收机，这个信号超过了接收机动态范围。从图9(a)可以看出，接收机处于饱和状态，510 MHz的信号无法正常侦收。设计了梳齿滤波器组的接收机，对173 MHz的信号有一定程度的抑制，870 MHz的信号没有进入接收通道，接收机工作在线性区，510 MHz的信号可以正常侦收，如图9(b)所示。当173 MHz的信号强度较大，引起接收机饱和时，关闭200～272 MHz信道，其它信道可以正常工作，如图9(c)所示。