新型高增益DC-DC同步控制变换器

赵忠彪

(许昌学院 电气(机电)工程学院，河南 许昌 461000)

工业革命以来，大量化石能源燃烧产生的废气排放到空气，给大气带来严重污染[1-3]，因此以光伏、燃料电池为代表的清洁能源备受关注[4-6].由于光伏、燃料电池等清洁能源输出的直流电压均较低，既不能满足日常家电设备的工作要求，也不能满足逆变器前端输入母线对电压等级的要求，故需要高增益直流升压变换器对其升压[7].

传统Boost变换器电路结构简单且控制方便，但其输出电压越高控制信号的占空比就越大，此不利于优化设计[8].研究人员设计了多种新型高增益直流升压变换器[9-13].文献[9]把单输入改为多输入，使升压变换器的电压增益翻倍，但存在双输入电源相互协调的问题.文献[10]通过级联方法使变换器的电压增益增大为级联前的n次方(n为级联的级数)，但存在后级电压应力过高的缺点.文献[11]设计了带开关电感和电容的直流升压变换器，利用电容和电感的储能作用，实现了电压增益的增长.受开关电感和电容储能的启示，针对新能源领域对电压增益高、能量损耗低的直流升压变换器的需求，笔者提出一种新型高增益DC-DC同步控制变换器.

1 工作原理

笔者所提新型高增益DC-DC同步控制变换器的拓扑结构如图1所示.图1中，开关管S1，S2的参数及型号一致，二者均处于同步控制状态；电感L1，L2的参数和型号一致，其电感值为L.为简化分析，假设如下：①元器件均处于理想状态；②忽略电容电压的波动；③开关管、二极管的导通与断开均瞬时完成.

图1 新型高增益DC-DC同步控制变换器的拓扑结构

图2为在电流连续模式(continuous conduction model, 简称CCM)及电流断续模式 (discontinuous conduction mode, 简称DCM)下新型高增益DC-DC同步控制变换器部分元器件的电压及电流波形图.图2中，Vgs为开关管同步控制的驱动信号，IL1为电感L1的电流，VL1为电感L1的电压，VC2为电容C2的电压.

图2 2种模式下变换器部分元器件的电压及电流波形

由图2可知，新型高增益DC-DC同步控制变换器共有3种工作模态.由图2(a)可知，当变换器工作在CCM模式下，电感电流在工作模态1，2间依次切换.由图2(b)可知，当变换器工作在DCM模式下，电感电流在工作模态1，2，3间依次切换.

1.1 工作模态1

图3为工作模态1下变换器的等效电路图.模态1下，开关管S1，S2导通，电流IL1，IL2线性增加.此时，变换器中有5个电流回路：回路1中，电源电压VDC通过开关管S1给电感L1充电；回路2中，电源电压VDC通过开关管S2给电感L2充电；回路3中，电源电压VDC通过开关管S1，S2及二极管D1给电容C1充电；回路4中，电容C2通过二极管D1，D3给电容C3充电；回路5中，电容C4给负载R供电.

图3 工作模态1下变换器的等效电路图

由回路1可得

(1)

由回路2可得

(2)

由回路3可得

VC1=VDC.

(3)

由回路4可得

VC2=VC3.

(4)

由回路5可得

VC4=VO.

(5)

1.2 工作模态2

图4为工作模态2下变换器的等效电路图.模态2下，开关管S1，S2断开，电流IL1，IL2线性递减.此时，变换器中有3个电流回路：回路1中，VDC，VL1，VL2，VC1串联后，经二极管D2给电容C2充电；回路2中，VC2，VC3经二极管D2，D4给电容C4和负载R供电.

图4 工作模态2下变换器的等效电路图

由回路1可得

(6)

由回路2可得

VC2+VC3=VC4.

(7)

1.3 工作模态3

图5为工作模态3下变换器的等效电路图.模态3下，开关管S1，S2断开，电流IL1，IL2为零.此时，变换器中只有1个回路.

图5 工作模态3下变换器的等效电路图

2 性能分析

2.1 电压增益

2.1.1 电流连续模式下的电压增益

结合工作模态1下的回路1及工作模态2下的回路1，对电感L1，L2运用伏秒平衡原理，可得

(8)

其中：D为开关管的导通时间与时钟周期TS的比值，D1为开关管断开时电流持续时间与时钟周期TS的比值.

由工作模态2中的回路2，可得

(9)

由式(3)，(8)～(9)，可得电流连续模式下电压增益为

(10)

CCM模式下，D+D1=1，则有

(11)

2.1.2 电流断续模式下的电压增益

对电容C2运用安秒平衡原理，可得

(12)

由式(12)得到电流断续模式下的电压增益为

(13)

2.2 电压应力

2.2.1 开关管电压应力

由工作模态2中的回路1，可得

(14)

其中：VVS_S开关管电压应力.

将式(9)代入式(14)，可得

(15)

2.2.2 二极管电压应力

联合工作模态1及工作模态2中的回路，可得

(16)

其中：VVS_D1为二极管D1的电压应力，VVS_D2为二极管D2的电压应力，VVS_D3二极管D3的电压应力，VVS_D4为二极管D4的电压应力.

3 性能比较

表1所示为该文所提新型高增益DC-DC同步控制变换器与常见同类直流升压变换器的部分关键性能参数的对比.由表1可知，该文变换器的电压增益最高，其开关管、二极管的电压应力最低，可见其能量转换效率最高.

表1 性能参数比较

图6为该文变换器与传统Boost变换器及文献[12-13]变换器的电压增益对比.从图6可看出，在D相同情况下，该文变换器的电压增益最高.

图6 电压增益对比

4 实 验

为了验证笔者所提新型高增益DC-DC同步控制变换器理论分析的正确性，制作了额定功率为200 W的实验样机，如图7所示.实验参数为：电感L1，L2的电感值均为150 μH，开关管S1，S2的型号均为IRFP260N，二极管D1，D2，D3，D4的型号均为BYV34-500，电容C1，C2，C3，C4均为47 μF，输入电压VDC为20 V，开关管S1，S2控制信号的频率均为50 kHz，D为0.5.

图7 实验样机

图8为样机中开关管的驱动信号及电压应力的波形.由图8可知:驱动信号Vgs为高电位时，开关管导通，其两端电压应力VVS_S为零；驱动信号Vgs为低电位时，开关管断开，其两端电压应力VVS_S为40 V.此结论与理论分析一致.

图8 样机中开关管的驱动信号及电压应力波形

图9为样机的输入、输出电压波形.由图9可知，当输入电压VDC为20 V时，输出电压VO为160 V.此结论与理论分析一致.

图9 样机的输入、输出电压波形

图10为样机的二极管D2，D3的电压应力波形.由图10可知:当二极管D2导通时，二极管D3截止；当二极管D3导通时，二极管D2截止；二极管D2及D3的电压应力值均为80 V.此结论与理论分析一致.

图11为样机的能量转换效率随输出电压变化的曲线.由图11可知，该文变换器的能量转换效率随输出电压增大而增大.

图11 样机的能量转换效率随输出电压变化的曲线

5 结束语

针对新能源领域对增益高、损耗低的直流升压变换器的需求，在倍压电路的基础上，笔者提出了一种新型高增益DC-DC同步控制变换器.该文变换器中两开关管的电流相等，因此系统稳定性更强.电容C1所承担的电压应力远比文献[12]中的电容C1所承担的电压应力小，因此硬件成本更低.将该文变换器与传统Boost变换器、文献[12-13]中的变换器进行对比研究，结果表明该文变换器具有电压增益高、开关管和二极管电压应力低的优点.