高功率微波径向线连续横向枝节阵列天线设计*

2020-10-28孙云飞贺军涛袁成卫张泽海

国防科技大学学报 2020年5期

孙云飞，贺军涛，袁成卫，张强，张泽海

(国防科技大学前沿交叉学科学院，湖南长沙 410073)

天线作为高功率微波系统的辐射装置，其特性直接决定了高功率微波系统的性能[1]。由于高功率微波的特殊性，高功率微波天线需要满足一些特殊的要求，例如高功率容量、高辐射效率、高增益等[2-8]。多数高功率微波源的输出模式为旋转轴对称模式，如同轴TEM模式、圆波导TM01模式等，如果这些模式直接由传统的喇叭天线辐射，会产生轴向为零的环状方向图，不利于高功率微波能量的汇聚。近年来，研究人员设计了多种适用于高功率微波的辐射系统，包括模式转换天线[2]、模式转换器+喇叭天线[3-4]、径向线螺旋阵子天线[5]、矩形波导窄边裂缝天线[6]、高功率径向线缝隙阵列天线[7-8]等。但是这些天线都只适用于较低的工作频段，如L、S和X波段。高频率是高功率微波技术发展的一个重要方向[9-10]，目前在Ku波段已取得了GW量级的微波输出，现有的高功率微波天线难以满足其应用需求。连续横向枝节(Continuous Transverse Stub, CTS)天线被广泛应用于高频段卫星和手机通信中[11-12]，它具有低剖面、低损耗、对加工精度要求不高等优点，但是由于其内部通常填充了介质材料，造成了其功率容量较低，不能直接应用于高功率微波领域。基于此，本文提出并研究了一种全金属的径向线CTS阵列天线，该天线具有较高的功率容量和较高的辐射效率，同时具有紧凑的结构，可以用于Ku波段高功率微波的发射。

1 天线结构

高功率微波CTS阵列天线的具体结构如图1所示。天线采用双层径向线波导馈电，在上层径向线波导的外侧，同心排布着若干圈CTS辐射单元，相邻辐射单元的径向间距为一个波导波长。在上层径向线波导的末端有一个短路金属杆，金属杆表面到最里圈缝隙中心的径向距离为半个波导波长，因此该天线工作在驻波状态。天线由同轴波导圆极化TE11模式注入，并通过CTS单元向外辐射，最终可以产生圆极化的实心方向图。

图1 天线结构视图Fig.1 Sketch of the antenna

2 天线设计

2.1 辐射单元设计

CTS辐射单元是天线的关键部件，它的结构如图2所示。该单元由三层台阶构成，枝节的总高度为h，单层台阶的高度为h/3，各层台阶的宽度如图2所示。为了将相邻两圈枝节连在一起，在最底层的圆环状缝隙内加入了一些小的金属片，因此圆环状缝隙被分割成若干个胶囊状缝隙，分割后胶囊状缝隙的宽度为w，长度为l。为了降低天线旁瓣，胶囊状缝隙的长度需要小于一个波导波长，同时为了降低台阶处的表面电场，将台阶边缘进行倒角处理，倒角半径为r。另外，为了保证径向线波导内TEM模单模传输，径向线波导的高度b需要小于半个波导波长[13]。

图2 辐射单元结构视图Fig.2 Structure of the radiator unit

经过前面的分析，以Ku波段14.25 GHz为例，采用CST软件对CTS单元进行仿真优化，同时与传统的缝隙结构进行对比。在仿真中，用平行平板波导加磁边界来替代一定角度的扇形径向线波导。优化后CTS单元的主要尺寸为相邻枝节径向间距p=21 mm，枝节高度h=15.6 mm，平行平板波导高度b=8 mm，台阶倒角半径r=0.5 mm。在耦合系数相同的情况下，仿真得到两个单元的内部电场分布及方向图，如图3所示。其中：CTS单元内的最大电场强度为1700 V/m，最大电场强度出现在平行平板内，在缝隙处未发现电场集中现象。而传统缝隙辐射单元内的最大电场强度为3307 V/m，因此CTS单元具有更高的功率容量。同时CTS单元的增益比传统缝隙单元高1.95 dB。在仿真的过程中还发现，当缝隙宽度在0.1～3.5 mm内变化时，CTS单元的反射系数始终小于-25 dB，因此该天线不需要额外的抵消反射结构。

图3 CTS辐射单元和传统缝隙单元的电场和方向图Fig.3 Electric field and far-field radiation pattern of the CTS radiator unit and traditional slot unit

2.2 天线口面设计

为了得到一个均匀的口面电场分布，各圈缝隙的归一化等效电阻需要满足特定的关系。首先建立如图4所示的圆柱坐标系，在圆柱坐标系内，柱面TEM模可以表示为[13]：

图4 圆柱坐标系Fig.4 Cylindrical-coordinate system

(1)

(2)

(3)

当天线工作在驻波状态时，由于经过不同柱面的能量相同，因此有：

-∮s1S1·ds=-∮s2S2·ds

(4)

在上述表达式中，Poynting矢量S1和S2分别为ρ1和ρ2处的能量流密度，记为：

S=E×H

(5)

式(4)可以重写为：

|Ez1×Hφ1|×2πρ1h=|Ez2×Hφ2|×2πρ2h

(6)

在真空中，波阻抗为η=η0≈377 Ω。所以式(6)可以简化为：

(7)

为了得到均匀的口面电场分布，辐射单元的归一化等效电阻需要满足：

(8)

为了使能量完全辐射，等效电阻还需满足：

(9)

结合式(7)～(9)，最终有：

(10)

其中：N为总的圈数；λg为波导波长，这里与自由空间波长相等。当给定辐射单元的中心位置时，对应的归一化等效电阻可由式(10)计算得到。

当我们选择胶囊状缝隙长度l=10 mm时，仿真得到缝隙的归一化等效电阻与缝隙宽度的关系如图5所示。经过数值拟合后，得到：

图5 归一化电阻随缝隙宽度变化关系Fig.5 Normalized resistance versus the slot width

r=(-0.86+6.82w+19.03w2-1.35w3+

1.06w4-0.2w5)×10-3

(11)

拟合公式与仿真结果的误差在0.02%以内，可以用于后续的设计。

当总的缝隙圈数为13、圆柱杆的半径为8.7 mm时，天线辐射单元的主要参数见表1。

表1 天线辐射单元主要参数

3 天线仿真

当天线辐射单元和天线口面设计完成后，整个天线的最终结构如图6所示。为了提高天线功率容量，天线内部需要保持高真空状态，因此在天线上面加入介质天线罩，天线罩的厚度为20.6 mm，介质介电常数为2.343。

图6 天线最终结构Fig.6 Structure of the antenna

用CST软件对该天线进行仿真，为了分析加工误差对天线性能的影响，假设缝隙宽度在理论值的基础上有-0.05 mm≤Δ≤0.05 mm的误差，则在每个误差值下天线的反射系数如图7所示。由于注入的模式为两个极化方向垂直的TE11模式，两个模式的反射系数相同，因此图中只给出了其中一个分量的反射系数。从图7中可以看出，在14.13～14.37 GHz的频带范围内，天线的反射系数小于-10 dB，天线的带宽超过240 MHz。在中心频点附近，不同加工误差下，天线的反射系数始终小于-17 dB，在不考虑欧姆损耗的条件下，超过98.3%的能量被辐射出去，说明此范围内的误差对于天线的工作性能影响不大。

图7 天线的反射系数Fig.7 Reflection coefficient of the antenna

图8给出了不同频点处天线的方向图，从图中可以看出，在中心频点14.25 GHz处，天线的增益为35.3 dBi，计算得到天线的口径效率为47%，仿真得到天线的辐射效率超过99%，天线的轴比小于0.1 dB。为了提高天线的口径效率，可以在径向线上层波导中加入慢波结构，减小径向线波导内的波导波长，增加天线口面上缝隙的圈数，从而提高天线的增益。

图8 天线的仿真方向图Fig.8 Simulated far-field patterns of the antenna

为了估算天线的功率容量，对天线内部的电场进行了监测，结果如图9、图10所示。当注入功率为1 W时，天线内部的最大电场强度为1604 V/m，在缝隙处并未发现明显的电场集中现象。当天线在高真空状态下工作时，金属的表面击穿电场为100 MV/m[14]，保守计算时取60 MV/m，估计该天线的功率容量可达到 GW量级，能够满足目前多数Ku波段高功率微波源的应用需求。