一种应用于低电平MMC的混合调制策略

孙 悦, 曾国辉, 王紫阳

(上海工程技术大学 电子电气工程学院, 上海 201620)

模块化多电平换流器(Modular Multilevel Converter,MMC)自2003年被提出以来,在高压直流输电领域得到广阔的发展和应用[1-2].MMC具有众多优点,如可以独立控制有功及无功功率、没有换相失败的风险等,但MMC本身的结构特点使其子模块电容存在较大的电容波动,相单元之间存在环流及谐波分量等因素增大了换流器的功率损耗.

调制策略可以改善及调节MMC的性能,针对实际应用场景调节内部能量关系.赵昕等[3-6]介绍了载波移相脉宽调制(CPS-PWM)策略的原理及在MMC中的实现方法.Tai等[7]提出一种适用于载波移相脉宽调制策略的电容电压控制算法,该控制方法灵活,但控制过程过于复杂且开关损耗较高.管敏渊等[8-10]将最近电平逼近调制(Nearest Level Modulation,NLM)策略结合子模块电压平衡算法用来保证MMC的输出波形质量.Lin等[10-11]通过改进原有电压的排序算法来提高输出波形质量.粟时平等[12-13]对NLM策略中基波与谐波特性进行分析及仿真调节,但对NLM策略本身带来的额外损耗无法避免.在电压等级10 kV以下的低电平应用场景中,NLM的固有损耗会严重影响电压输出质量,阶梯波与正弦波间的电压差值会更加明显.在实务中,太阳能及风能发电系统中采用载波移相调制会带来较高的开关次数及开关频率问题,而低电平采用更高频率的调制波也会产生额外的经济损失.

为解决上述问题,扩展MMC在风能及太阳能领域的应用,减少低电平应用中换流器自身的电压波动,本文针对低电压等级输电系统提出一种新型MMC混合调制策略.通过将开关函数和子模块实时电容电压引入调制策略,借助参考电压修正量来优化输出电压波形,以降低开关损耗及电压波动,最后通过Matlab/Simulink仿真验证该混合调制策略的预期效果.

1 MMC工作原理及其调制策略

1.1 MMC工作原理

MMC拓扑结构如图1(a)所示.图中共有6个桥臂,每个桥臂包含1个电感和n个子模块(SM).通过控制每个时刻子模块的投切状态来维持直流侧电压稳定并保证交流侧输出理想的正弦波.

子模块结构如图1(b)所示.由2个可关断电力电子器件(IGBT)及其反并联二极管(D1、D2)和直流电容C组成.子模块有3种开关状态:1) 投入状态——T1导通,T2关断;2) 切除状态——T1关断,T2导通;3) 闭锁状态——T1、T2均关断,这种状态往往只存在于启动和故障时,需要尽量避免.

图1 MMC主电路结构图Fig.1 Structural diagram of MMC main circuit

以a相为例,根据基尔霍夫电压定律(KVL),MMC上、下桥臂输出电压为

(1)

(2)

式中:Upa和Una分别为上桥臂和下桥臂子模块总输出电压;Ipa和Ina分别为上、下桥臂电流;L0为桥臂

电感.将式(1)和式(2)相减,忽略桥臂电感电压,可以得到a相端口输出电压为

(3)

2 新型MMC混合调制策略

2.1 最近电平逼近调制策略

最近电平逼近调制(NLM)策略通过将调制波的瞬时值Uref与子模块电容电压的平均值Uc比值取整,得到MMC桥臂中所需导通的子模块数目N,其原理如图2所示.在输出电平数量较少的情况下采用该调制策略,调制波电压与电容电压差值会明显增大,进而出现谐波含量高、波形质量差等问题,在电平变化时这种现象会更加明显.

图2 最近电平逼近调制策略原理图Fig.2 Schematic diagram of NLM strategy

2.2 载波移相脉宽调制策略

载波移相脉宽调制策略的基本原理是通过将正弦调制波与N个相位差为2π/N的载波进行比较,得到每个子模块的触发信号.图3为载波移相脉宽调制仿真图.该调制策略通过反复判断开关状态、增加投切次数的方式来调制电压、减少谐波含量,能够显著改善低电平换流器的输出特性,但其开关损耗高且形成更为复杂的计算及额外的环流问题.

图3 五电平MMC CPS-PWM策略波形图Fig.3 Waveform diagram of five-level MMC with CPS-PWM strategy

2.3 混合调制策略

为解决低电平MMC使用NLM导致谐波含量较大及使用CPS-PWM导致开关损耗等问题.本文考虑将两种调制策略相结合,提出一种新型混合调制策略.由式(3)可知,混合调制策略需要对MMC上、下桥臂分别进行调制,得到各自的电压波形,然后将上、下桥臂输出电压进行叠加即可得到MMC最终输出电压波形.下面以a相上桥臂为例进行说明,其调制过程如图4所示.

图4 混合调制策略流程图Fig.4 Control flowchart of hybrid modulation strange

具体实现步骤如下:

1) 计算a相上桥臂需要导通的子模块数目npa;

2) 根据桥臂电流方向判断子模块的工作状态,当桥臂电流方向为正时,则该桥臂子模块按其电容电压大小升序排列,反之则按降序排列,生成npa个子模块的触发信号;

3) 对npa进行开关函数的调制判断,以npa≥N/2为判断节点,若小于则将触发信号引入NLM策略中,反之将触发信号进行移相调制,利用载波信号改进调制波后引入触发信号;

4) 采用NLM策略时,将触发信号按步骤2)中升序排列顺序依次引入单独触发信号;采用CPS-PWM策略时,则按降序引入触发信号,进而对上下桥臂子模块进行控制,实现预期效果.

3 仿真验证及对比分析

为验证混合调制策的可行性,在Matlab/Simulink仿真环境下搭建5电平MMC混合调制策略仿真模型,参数见表1.

表1 MMC仿真模型参数Table 1 MMC simulation model parameters

3.1 MMC交流侧输出波形对比分析

图5至图7分别为采用混合调制策略、NLM策略及CPS-PWM策略时MMC交流侧的输出相电压与相电流波形.从图中可以看出,混合调制策略下MMC的输出相电压与相电流波形更接近正弦波,波形质量更好.

图5 混合调制策略下MMC交流侧输出波形Fig.5 Output waveform of MMC AC side under hybrid modulation strategy

图7 CPS-PWM策略下MMC交流侧输出波形Fig.7 Output waveform of MMC AC side under CPS-PWM modulation strategy

3.2 MMC总谐波畸变率对比分析

图8和图9为混合调制、NLM及CPS-PWM 3种策略下MMC输出相电压与相电流总谐波畸变率(Total Harmonic Distortion,THD)的分析结果.混合调制策略下,MMC输出相电压与相电流的THD分别为8.32%和3.58%,明显低于采用NLM时的14.28%和13.85%与采用CPS-PWM时的29.09%和4.82%.可以看出,混合调制策略下相电压与相电流的THD最低,明显优于其他两种调制策略.

图8 不同调制策略下MMC输出相电压傅里叶分析Fig.8 Fourier analysis of MMC output phase voltage under different modulation strategies

图9 不同调制策略下MMC输出相电流傅里叶分析Fig.9 Fourier analysis of MMC output phase current under different modulation strategies

采用以上3种策略时,MMC输出相电压和相电流的THD比较结果见表2.

表2 3种调制策略对比Table 2 Comparison of three modulation strategies %

3.3 MMC子模块电容电压波动对比分析

NLM与混合调制策略均采用传统子模块均压算法配合以减少子模块电容电压波动,两种调制策略下子模块电容电压波形如图10和图11所示.从图中可以看出,两种调制策略下子模块的电容电压均在其额定电压1 000 V附近波动.其中,采用NLM策略时其波动范围为±2.97%,而采用混合调制策略时其波动范围为±2.86%,说明两种调制策略在稳态状态下,子模块电容电压在充放电过程中均表现非常稳定,但在混合调制策略下子模块电容电压的波动范围更小.

图10 NLM策略下子模块电容电压波形图Fig.10 Capacitor voltage waveform of SM under NLM modulation strategy

图11 混合调制策略下子模块电容电压波形图Fig.11 Capacitor voltage waveform of SM under hybrid modulation strategy

4 结 语

本文针对低电平直流输电系统应用场景,提出一种新型MMC混合调制策略.该调制策略利用阈值N/2进行NLM和CPS-PWM两种策略的转换配合以降低系统损耗.通过与NLM和CPS-PWM两种策略对比表明,当MMC子模块数目较少时,采用混合调制策略可以显著减少输出相电压和相电流谐波畸变率,实现子模块电容电压平衡,提高MMC输出波形质量,从而保证MMC的稳定运行.