一种42～46 GHz高效率功率放大器设计

杜鹏搏，默立冬，苏国东,蔡树军

(1.中国电子科技集团公司第十三研究所，河北 石家庄 050051；2.杭州电子科技大学射频电路与系统教育部重点实验室，浙江 杭州 310018)

0 引 言

频率大于30 GHz的微波具有分辨率强、定向性好、频谱宽、波束窄、抗干扰能力强等优点，极大地推动了微波技术的发展，如短距大容量通信技术、雷达技术、遥感技术等。应用于微波技术中的微波单片集成电路(Monolithic Microwave Integrated Circuit, MMIC)器件具有尺寸小、重量轻、可靠性高、稳定性强、抗干扰能力好、可大批量生产等优势，得到长足发展。单片微波功率放大器作为MMIC核心器件之一，在微波通信、成像、探测等系统发展需求的驱使下，其技术日趋成熟，并逐渐步入实用化阶段，同时也对器件的工作频段、功率效率等性能指标提出更高的要求[1]。采用低损耗的双频输出匹配网络等技术，文献[2]基于GaAs工艺，设计了一款工作频率为29.5 GHz和47.0 GHz的双频段功率放大器，双频段的增益分别为19.3 dB和15.5 dB，输出功率分别为22.5 dBm和22.7 dBm，功率附加效率分别为38%和40%。文献[3]基于AlGaN/GaN HEMT工艺，设计了一种采用二次谐波输入输出匹配的功率放大器MMIC，在38 GHz时的输出功率为269 mW，放大器具有33%的漏极效率和22%的功率附加效率(Power Added Efficiency, PAE)。文献[4]采用Lange耦合进行功率合成，基于0.15 μm GaAs工艺，设计了一款工作在43～46 GHz的功率放大器，其饱和输出功率大于33 dBm，效率大于15%，功率增益大于14 dB，线性增益为16 dB，线性增益平坦度小于±0.8 dB。

随着半导体工艺的发展与进步，较GaAs材料而言，GaN材料具有较大的禁带宽度和耐压特性，在功率放大器设计中备受青睐。文献[5]基于硅基氮化镓(GaN-Si)工艺，采用高功率放大器，通过选择合适的偏置点和匹配网络拓扑技术，设计了一款工作在37.5～42.5 GHz的功率放大器，实现了两款功率放大器，其输出功率分别为33.0 dBm和35.5 dBm，PAE分别为24%和22%。基于硅基氮化镓(GaN-Si)工艺，文献[6]从匹配网络的损耗和器件温度升高的角度出发，设计了一款37.5～42.5 GHz的功率放大器，其饱和输出功率为36 dBm，PAE为23%。

文献[2-6]从匹配网络的低损耗、适当的电压偏置、器件的可靠性及片上功率合成的角度进行电路的研究与设计。随着电路工作频率的提高，特别是微波电路工作频率到达毫米波频段后，器件的寄生参数对电路的影响不断增大[7]。通常情况下，若电路设计中使用的器件没有精确表征其寄生参数及端口走线的寄生效应，轻则导致电路偏离设计目标范围，重则导致电路失效[8]。电路的设计中，精确的器件模型变得更为重要。本文从GaN HEMT器件模型着手，并考虑功率放大器的稳定性、匹配网络的插入损耗等因素，研制一款Q波段GaN功率放大器MMIC。

1 器件建模

功率放大器设计中，GaN HEMT器件模型的精度和仿真功能决定了电路设计的准确性。为表征器件大信号特性，本文提出一种用于放大器设计的GaN HEMT器件模型，在Angelov-gan模型基础上，改进了模型拓扑结构、模型数学方程，使其更能准确表述GaN HEMT器件物理特性。

本文用于42～46 GHz频段功率放大器设计的氮化镓大信号模型寄生参数等效电路如图1所示。图1中，Lg，Ld，Ls和Rg，Rd，Rs分别为器件端口引线寄生电感和触点电阻，为偏压无关元件。Dgs和Dgd为栅-源和栅-漏肖特基二极管。Cgs，Cgd，Cds为有源区电容，由总的栅电荷Qgg对栅-源电压Vgs、栅-漏电压Vgd以及漏-源电压微分得到。为表征多栅指器件栅、源、漏版图引线连接结构之间的寄生电容，模型拓扑结构中引入3个偏压无关电容分量Cgsx，Cgdx，Cdsx，在模型参数提取过程中，这3个电容分量和本征电容Cgs，Cgd，Cds共同确定。Ids为沟道电流，为描述GaN器件强的跨导频率分布效应，引入AC电流源Idp并联Rdb后和Cdp串联，实现Idp在DC下不导电，AC下产生的频率分量、经Rdp-Cdp形成的选频网络滤波后，叠加到DC电流源Ids的高频频率分量下，形成对直流跨导的补偿。器件的自热效应，采用右下角的经典热子电路模型表征，拓扑结构中Rth和Cth为衬底热阻和热容。

图1 氮化镓大信号模型寄生参数等效电路

模型参数提取，采用冷态(Vds=0 V，Vgs=-8 V)和热态(Vds=0 V，Vgs=1 V)S参数提取端口寄生电感Lg，Ld，Ls和电阻Rg，Rd，Rs初值。Dgs和Dgd从晶体管肖特基结I-V特性提取，Ids模型参数通过直流偏置下测试器件的Ids-Vds，Ids-Vgs特性来拟合，Idp通过拟合从偏压相关S参数中提取的AC跨导特性中提取。Cgs，Cgd则从偏压相关S参数计算得到的Cgs-Vgs，Cgd-Vgd特性中提取。热效应模型参数Rth和Cth可结合材料参数、器件尺寸等信息计算得到。

模型参数提取完成之后，采用负载牵引测试数据对提取所得模型精度进行验证，与模型模拟结果进行对比、修正，最终获得符合设计精度要求的非线性模型。完成模型的开发后，将模型转换成能植入的Keysight ADS环境的Verilog-a语言，以达到支持电路仿真设计的目的。

2 电路设计

本文设计的42～46 GHz高效率功率放大器的拓扑结构如图2所示，电路采用三级级联放大，提高电路输出功率的同时满足增益要求。

图2 电路结构拓扑

考虑到功率放大器的功耗、增益分配及输出功率的设计需求，电路的三级栅宽比为1∶2∶4。即晶体管的第一级采用2个晶体管，第二级采用4个晶体管，第三级采用8个晶体管，实现本文提出的功率放大器的有源放大及功率转化输出。电路的输入匹配网络采用有耗匹配的形式，级间匹配在阻抗匹配的同时实现了功率信号均分到后续有源通路的作用，而输出匹配网络同时被用作合路器，实现了功率信号的叠加，从而提高输出功率。

输入匹配网络为有耗匹配，在实现功率放大器输入匹配的同时将输入信号等功率均分到第一级放大管，并且获得了良好的驻波比。多节电抗匹配也利于获得足够的工作带宽，故级间匹配网络均采用多节电抗的结构，在实现级间匹配的同时实现了功率信号的均分到后一级放大管上，并且有利于增加功率放大器的带宽。该电路的输出匹配网络实质上是一个具有阻抗匹配功能的合路器，合路器采用多节电抗的结构，减少了电路的损耗，从而获得更大的输出功率。

多节电抗匹配主要采用LC低通网络的形式，通过增加匹配网络中电抗元件的自由度来实现带宽的拓展，避免使用电阻元件，从而提高了匹配网络的信号传输效率。

单级LC匹配网络的品质因子如下：

(1)

式中，Rs为信号源内阻，RL为负载阻抗。从式(1)可以看出，LC匹配网络的品质因子可以通过调节Rs和RL之间的关系得到。同时品质因子Q与匹配网络的带宽成反比关系，即带宽随着Q值的降低而提高，而单级LC匹配网络的带宽受到信号源内阻和负载阻抗的限制，故可采用图3所示的多级LC低通网络实现宽带匹配网络。

图3 多级LC低通网络实现宽带匹配网络

通过对阻抗比的均匀分配，得到多级LC网络结构的Q值

(2)

式中，N为LC低通网络的级数。从式(2)可以看出，每一级匹配网络的品质因子随着N增加而降低，从而拓展了匹配网络的带宽。本文设计的功率放大器则是通过采用传输线在毫米波频段的寄生电容、电感及电阻实现了多节电抗匹配网络，其中传输线在微波频段的寄生参数等效模型[9]如图4所示。

图4 传输线等效模型

通常情况下，有源器件(GaN HEMT)的单指栅宽直接影响器件的增益、功率密度和效率等特性。器件的功率衰减GP表示为：

(3)

式中，Wu为栅宽；T和U分别为栅条等效传输线模型的传播常数的实虚部，分别表示为：

(4)

(5)

通过对式(3)-(5)分析可知，T和U与Rg和Lg的变化呈正相关，而与Cgs的变化呈负相关。因此可通过增加优化有源器件的Rg，Lg和Cgs减低功率增益衰减。综合考虑输出功率、器件功率密度以及输出电路匹配损耗[10]，末级管芯栅宽选为4 mm。

通常情况下，热稳定性及大输出功率信号的相互耦合会导致功率放大器振荡。因此本文设计的功率放大器在设计时增加了阻性网络以消除奇模振荡，要选取合适的奇模电阻值，电阻的阻值大小和位置都会影响电路的稳定性[11]，故选择合适的电阻串联在末级器件漏极之间，对于抑制奇模振荡可以起到比较好的效果。功率放大器的稳定性仿真结果如图5所示，从图5中可以看出，功率放大器在DC-50 GHz频段绝对稳定。

图5 功率放大器的稳定性曲线

3 电路加工与测试

3.1 芯片制造

对本文设计的电路采用优化的GaN-HEMT工艺进行流片，电容为平面电容，介质层为SiN层，电阻为NiCr薄膜电阻，背面采用通孔技术实现源接地，降低源电感。

在毫米波频段元器件之间的电磁耦合效应非常显著，电路原理图仿真结果不能真实反映这一现象，因此对电路版图进行电磁场仿真显得至关重要[12]。利用三维电磁场仿真软件对版图进行电磁场仿真，高的仿真精度要求高性能的计算机硬件系统和大量仿真时间，为了兼顾仿真精度和仿真效率，在电磁场仿真中需要对参数进行优化设置。在进行电磁场仿真时，为了对电路版图的调整具有针对性，采用灵敏度分析，找出灵敏元件，在版图仿真时进行适当调整，最终的电路版图如图6所示。

图6 电路版图示意图

3.2 芯片研制与性能测试

芯片测试与仿真曲线如图7所示，工作电压VDS=22 V(脉宽100 μs，占空比10%)，测试频率为42～46 GHz，输出功率大于41 dBm，增益大于18 dB，PAE大于30%。从测试数据和仿真数据来看，PAE的测试数据和仿真数据最大偏差出现在46 GHz处，测试与仿真的偏差比率为11.8%；输出功率的测试数据和仿真数据的最大偏差出现在46 GHz处，测试与仿真的偏差比率为2.6%。通过分析测试系统引入的误差可见，输出功率和PAE的测试结果与仿真结果具有较高一致性，由此更进一步验证了电路仿真时采用的模型的准确性。

图7 Q波段GaN功率放大器MMIC性能测试结果

对本文设计的功率放大器的性能指标进行总结，并与相关文献的成果进行比较，结果如表1所示。从表1可以看出，本文设计的功率放大器的增益优于文献[4]，且在饱和输出功率方面优于文献[2-6]的同时，其芯片面积小于文献[2-5]。

表1 不同设计方法的功率放大器性能比较

4 模块应用

通过选择合适的前级驱动放大器，将本文设计的功率放大器芯片用于四路功率合成模块，其结构示意图及实物图如图8(a)所示。四路合成后的功率放大器模块的增益测试曲线如图8(b)所示，其增益在42～46 GHz频率范围内大于40 dB。在脉宽为100 μs，占空比为10%的条件下，模块输出功率大于40 W，满足Q波段常用频率范围的工程应用。

图8 功率放大器合成模块

5 结束语

本文设计了一款采用GaN HEMT工艺的Q波段功率放大器MMIC。为了提高设计精度，采用改进版Angelov-gan模型进行仿真，更准确表述了GaN HEMT器件物理特性，使仿真效果更接近实际情况。本文设计的功率放大器弥补了专用Q波段功率放大器领域在42～46 GHz频段内的功率放大器产品的缺失，在饱和输出功率、功率附加效率和芯片面积等方面具有更加优秀的竞争力。