基于变压器原边绕组反馈的反激变换器设计

张石磊 梁寰宇 张威 林斌超

（中国电子科技集团公司第四十三研究所 安徽省合肥市 230088）

1 引言

随着航天、航天设备中电子设备数量增加和功率需求增大，对高可靠军用供电系统单元和DC/DC变换器小型化需求日益提高，尤其在航空、航天等军用电子系统中，对电源系统小型化提出了更高的要求以满足航空航天用电源高密度、小体积、质量轻的需求。反激式变换器由于电路结构简单，磁性原件少，适用于宽输入电压范围等优点广泛应用于小功率应用场合。[1]

为实现不同输入电压和负载下稳定工作，需要对输出电压、电流等进行采样，并通过反馈、隔离等电路实现闭环控制。采用基准源与运算放大器或TL431、光电耦合器构成的反馈电路具有控制精度高，设计简单等优点，但由于受光电耦合器可靠性和隔离电压制约，无法满足航空、航天等具有高可靠要求的应用领域。基于脉冲幅度调制（PAM）的磁反馈电路结构复杂，需要幅度调制与解调电路与独立的磁反馈变压器，无法满足系统小型化要求。针对该需求，本文提出了一种基于变压器原边绕组反馈控制的反激变换器控制方法并对其工作原理进行了阐述，并在此基础上完成5V/1.5W反激电源设计，通过理论计算、仿真和模拟实验验证理论分析的正确性和工程应用的可行性。

2 反激变换器

反激变换器主电路拓扑如图1所示。通过在变压器磁芯间引入气隙使其磁化电感作为功能电感使变压器T1实现隔离和传递存储能力的作用。根据变压器的工作状态，反激变换器工作状态可分为连续工作模式（CCM）和断续工作模式（DCM）。

相比CCM模式，DCM模式反激变换器具有：

（1）磁性利用率大、变压器尺寸较小；

（2）次级整流管工作于零电流开通（ZCS）状态，无反向恢复问题；

（3）从小信号角度看，为一阶系统，稳定性高。

因此，下文理论分析和控制方法均基于DCM工作模式。[2]

开关管V1开通时，由于次侧整流管D1反向偏置，能量无法传递到次级。通过磁化电感的电流im以斜率Vin/Lm增加，此时，能量存储在变压器T1的励磁电感中；开关管V1关断时，正向电流is流入整流管D1，使D1导通，输出电压VO通过绕组匝数为NP：NS的变压器实现反向，并将负电压施加到磁化电感Lm上，磁化电流im以斜率（-VO*NS/NP）/Lm下降。随着im线性减小，导通时间内变压器T1积累的能量被传递到输出电容和负载。图2为DCM模式反激变换器主要波形图。当im变为0时，变压器次级侧整流管D1截止，im保持为0，开关管V1两端电压等于输入电压Vin。

3 原边绕组反馈(PSR)控制

原边绕组反馈（PSR）省去了次级基准源与运算放大器或TL431、光电耦合器构成的反馈电路，电路简单，解决了光电耦合器不适用于航空、航天等应用领域和隔离电压低等问题。不同于LED驱动和中小功率充电器，航空、航天用DC/DC变换器用于为其负载提供稳定电压，变换器工作于恒定电压（CV）模式。图3为基于变压器原边反馈的反激DC/DC变换器结构电路图。

图1：反激变换器拓扑图

图2：DCM模式反激变换器波形图

图3：原边绕组反馈原理图

开关管V1开通时，变压器主机绕组电流ip从0线性上升至ipk：

由于次侧整流管D1反向偏置，能量存储在变压器初级绕组中。此时变压器一次侧充电，由变压器关系，反馈绕组两端电压VA为：

当开关管V1关断后，储存在一次侧电感的能量通过变压器传递到次级绕组，并经整流滤波后输出。输出电压VO和整流管D1的正向导通压降VF被反射到辅助绕组NA上，变压器次级电流线性下降时辅助绕组两端电压为：

式（3）中VF为次级整流管D1正向导通压降。

变压器中储存能量全部转移到输出端后，变压器次级绕组上的电流下降到0。由式（3）可知，在变压器去磁过程中次级绕组输出电压与反馈绕组两端电压成正比。DCM模式下，由式（3）和图4，可以在次级整流管导通期间内较好的完成输出电压采样，其原边反馈绕组波形如图4所示。

通过分析，可以将T2阶段分为两部分：[t1-t2]阶段开关管V1刚关断，由于漏感和寄生参数等影响，反馈电压产生振荡，无法反应输出电压的变化；[t2-t3]阶段反馈电压VA与输出电压Vo线性关系良好，可以反应输出电压变化。综合考虑，反馈绕组经整流滤波作为PWM控制器的反馈电压，同时为PWM控制器其进行供电，提升电源转换效率。[3]

为提升DC/DC变换器性能，保证可靠性，同时兼顾航空、航天对电源小型化的需求。该DC/DC变换器采用峰值电流PWM控制实现闭环控制，由于采样电流控制模式，控制对象无LC双极点，仅表征为一阶RC负载特性，因此电压环补偿网络采用提供两个极点单零点的Ⅱ型补偿网络实现，如图5所示。

反馈绕组上的交流电压信号VA经整流滤波后经电阻R1、R2分压后作为电压采样信号，送至运算放大器反向输入端，开关管V1源极电流采样的斜坡信号作为载波与电压环输出的误差信号比较，产生功率开光管脉宽控制信号。当电流采样信号超过门限电压时，关断驱动信号，实现过载和短路保护。

4 变压器设计

单路输出反激变换器变压器如图5所示，由初级绕组NP、次级绕组NS、反馈绕组NA组成。除实现传输能量，实现电压转换与电气隔离功能外，由于采样原边反馈控制方案，还需实现输出电压取样等功能，影响反激变换器的性能。

4.1 变压器变比

假设正常工作时电流流经开关管及取样电阻时导通压降为Vmos，整流管正向导通压降为VF，根据反激变换器原理，输入电压最小时，占空比最大，变压器变比n为：

式中，Vin_min为最小输入电压，Dmax为最大占空比[4]。

本文第3章已就基于原边反馈的反激变换器控制原理进行阐述，通过在开关管V1关断期间对辅助绕组NA两端电压进行采样，实现变换器输出电压闭环控制。为提升变换器转换效率，启动后由反馈绕组为PWM供电。因此，变压器反馈绕组设计时，应根据PWM控制器的供电电压和启动时芯片辅助供电电压进行设计，根据式（3），反馈绕组与次级绕组的变压器变比为：

4.2 确定初级电感量Lp与圈数Np

图4：DCM模式原边反馈反激变换器波形图

图5：原边反馈原理图

图6：原边绕组反馈仿真波形图

设KRP初级脉动电流IR与峰值电流IP的比值，即：

DCM模式下，反激变换器的KRP=1，IR=IP。最小输入电压时，确定变压器初级电感量和圈数分别为：

式中，Ae为磁芯截面积（单位：mm2），fs为工作频率（单位：KHz），ΔBm为磁通密度（单位：T）。

5 仿真与实验

图7：原边绕组反馈实验波形图

为验证基于变压器原边反馈控制方式的正确性和可行性，采用Simplis软件对其进行仿真和验证，具体仿真参数入表1所示。

图6为基于变压器原边反馈的反激变换器各点仿真波形图。可以看出，DCM模式时，反馈绕组NA两端的电压VA与次级绕组NS两端电压VS波形成比例。通过在开关管关断期间实现输出电压采样，实现闭环控制。

图7为根据表1参数搭建的模拟实验波形，实验结果与理论、仿真分析结果相同。

6 结论

本文提出了一种基于功率变压器原边辅助绕组反馈的反激变换器设计方案，通过采用绕组反馈，可减少DC/DC变换器的反馈与隔离电路，实现电源的小型化，提升电源的可靠性和初次级隔离电压。仿真和实验结果验证了设计的正确性，应用前景广阔。

表1：仿真电路参数