微波无线传能系统中直流阻抗匹配器设计①

陈维锋，陈 星

(四川大学 电子信息学院，四川 成都 610065)

0 引言

微波无线能量传输一直是微波领域研究的热点，近些年很多学者的研究一直专注于天线的收发效率以及整流效率，往往忽视了整流电路至终端负载时的直流阻抗匹配以及传输效率；实际上整流电路终端负载在偏离最大接收功率负载阻值时，整流效率往往会急剧减小，这样不仅缩小了直流功率的使用范围，也大大降低了多个整流电路功率合成的效率[1～4]。

针对于上述问题，目前国内外常用的解决办法是设计直流阻抗匹配器将宽范围直流负载转化成定值输入阻抗，用于与整流电路进行匹配。文献[5]讨论了升压、降压、升降压三种不同的阻抗匹配器，在0～100欧姆小负载变化范围内保持近似60%的传输效率；文献[6]使用一个含有方波频率微控器的升压降压转换器得到恒定的100欧姆输入阻抗用于直流匹配，并在0～1000欧姆负载变化范围内保持73%的传输效率；文献[7]使用了一款电流工作在不连续传导模式下输入阻抗为190欧姆的直流匹配器，并在100～5000欧姆负载范围内保持稳定且近似60%的传输效率，直流阻抗匹配器的转换效率为75%。

在已有直流阻抗匹配器设计中，文献[7]中电路具有直流负载使用范围广、而且效率高的优点，但存在一些缺陷，例如电路包含了2只振荡器、振荡器的工作电压上限仅为5V等。本文设计了一款输入阻抗为400欧姆的直流阻抗匹配器，对直流阻抗匹配器进行了改进和优化，包括：将电路中振荡器数量减少为单只，从而减少电路复杂度、成本和功率损耗；增加一块稳压芯片，提高了电路的电压工作范围，减小电路超过工作电压被烧毁的风险；优化电路结构，提高直流匹配器的转换效率。

1 直流阻抗匹配器

1.1 直流阻抗匹配器工作原理

为了提高整流电路直流负载的使用范围，直流阻抗匹配器应具备在任意直流负载值都有恒定的输入阻抗值的特性。实现该目的的方法有很多，本文依据电感的电压电流特性通过开关快速转换控制其电流的峰值以及相位，在输入电压确定的情况下可以得到特定的平均电流值，从而实现输入阻抗不变达到与整流电路匹配的目的。

本文设计了一种不需要额外直流源驱动的直流阻抗匹配器，该匹配器的振荡器模块直接依靠前端的输入功率工作，其具体原理图如图1所示。直流阻抗匹配器的主要器件为电容、电感、肖特基二极管、稳压芯片以及N型场效应管与低频振荡器。

图1 直流阻抗匹配器原理图Fig.1 Schematic diagram of DC impedance matcher

其中二极管和场效应管起着快速开断电路的作用；电感实现电能与电磁能之间的转换，在电路中起着功率传输的关键性作用；振荡器为N型场效应管提供栅极电压并控制其开关频率；稳压芯片是用来控制振荡器的输入电压；电容1起着滤波的作用，而电容2为功率存储器件。

直流阻抗匹配器为了得到特定的等效输入电流需要工作在电流不连续传导模式，此模式下流过电感的电流与振荡器输出方波的关系如图2所示。不连续传导的模式使得下一次方波前沿到来之前能确保电感上的电流重归为零。直流阻抗匹配器在一个周期内的工作过程可分为三个阶段，在第一阶段场效应管工作二极管开路，此时电感作为储能元件将电能转换为电磁能进行存储；第二阶段场效应管开路二极管闭合，此时电感通过感应电动势将存储的能量一边传输给负载，一边存储进第二个电容；第三阶段场效应管和二极管均开路，此时第二个电容将存储的剩余功率继续传输给负载，直至下一周期开始新一轮的能量传输。

图2 振荡器方波与电感电流Fig.2 Square wave of oscillator and inductive current

基于电路原理图以及电流传输模式对阻抗匹配器进行以下分析。在t1时刻之前阻抗匹配器处于第一阶段，此时电感电压和输入电压满足式(1)，再根据电感本身特性可以得到式(2)，其中D为振荡器的占空比，T为振荡器周期；第二阶段场效应管开路二极管导通，此时电路中电感电压和输出电压满足式(3)，同理根据电感电压特性可得式(4)，其中 为t1至t2的时间，此时间段内电流峰值ILp和输入平均电流Ia满足式(5)。

(1)

(2)

(3)

(4)

(5)

根据式(1)(3)以及一个周期内电流的变化值为零，可以得到 和D之间的关系式(6)。

(6)

联合式(2)和(5)(6)可以得到输出功率和输入电压的关系式(7)；

(7)

再根据输入电压、输入电阻以及输入功率三者的关系，以及输入功率等于输出功率(假设整个系统的近似无耗)，联合式(7)可以得到直流阻抗匹配器的输入阻抗表达式(8)。

(8)

1.2 直流阻抗匹配器的元器件选择

由式(8)可知，在直流阻抗匹配器的电感值和振荡器占空比确定之后，只需通过调节振荡器的周期就可以调节整个电路的输入电阻，进而达到与整流电路匹配。另外，对于器件的选择应该考虑到尽可能减小各器件对整个电路的功率损耗而又不失去其在电路中的作用。

本文设计的直流阻抗匹配器采用的LTC6900低频振荡器，因其占空比固定为0.5；电感采用的国外进口电感ELC-18B-102L，其电感值为1mH且损耗非常小；在确定上述参数之后为了与400欧姆的整流电路进行匹配只需将振荡器周期设置为20ns，对应的频率为50kHz，查阅LTC6900芯片使用手册可以知道通过改变振荡器的控制电阻可以调节其频率。场效应管型号选择栅极控制电压较小的FDS6298，该器件工作时的等效电阻非常小仅仅只有12毫欧；肖特基二极管选用的是CRS01，其反向浪涌电压为30V；另外电容1选择220uF规格，电容2由于是小功率存储选择0.1uF规格即可，所有器件型号以及特性如表1所示。

表1 直流阻抗匹配的器件特性Tab.1 DC impedance matching device characteristics

2 直流阻抗匹配电路仿真与测试

2.1 直流阻抗匹配电路仿真

本文采用Multisim12.0软件对直流阻抗匹配器电路进行仿真。在确定电感、电容以及振荡器等各器件的型号之后，选择5V左右直流源替代整流电路作为直流输出，控制场效应管的栅极输入方波信号可暂时用函数发生器代替，最终的仿真电路图以及测试表连接方式如图3所示。

图3 直流阻抗匹配电路仿真图Fig.3 DC impedance matching circuit simulation diagram

从图3中可以看出负载为700欧姆时输入电压除以输入电流得到的输入电阻等于400欧，而实际仿真时负载在大于400欧姆时输入电压在5V的情况下都能保证输入电流恒定为12.5mA，因此该电路能确保输入阻抗始终为400欧姆。直流阻抗匹配器的转换效率可以定义为负载输出功率与阻抗匹配器输入功率之比，整个仿真过程仿真了大范围负载变化时负载上的功率接收情况，并得到阻抗匹配器的转换效率随负载变化的曲线如图4所示。

图4 直流阻抗匹配电路随负载阻值变化的转换效率Fig.4 Curve of DC impedance matching circuit conversion efficiency changing with load impedance

图4显示负载阻值在大于400欧姆时，阻抗匹配电路的接收功率能保持近似恒定不变，并且能保持90%以上的转换效率。但是，当负载阻值低于400欧姆时，其转换效率将会急剧下降，产生这种现象的原因是小于400欧姆的负载在场效应管关断期间吸收不完电感上的功率，导致电感上有剩余电流，此时电路不再工作在不连续传导模式条件下，所以效率会急剧下降，这也是该电路存在的一个缺陷。

2.2 直流阻抗匹配电路实测

加工制作的直流阻抗匹配电路实物如图5所示。

图5 直流阻抗匹配电路实物图Fig.5 Actual diagram of DC impedance matching circuit

此次测试采用同一整流电路测试了5.8GHz信号源输出13dBm时，使用和未使用直流阻抗匹配器时输出端接收功率随负载阻值变化的两组数据。其中测试直流阻抗匹配器功能的测试实物连接图如图6所示，实物连接顺序为5.8GHz信号源、隔直器、整流电路、直流阻抗匹配器和负载。

图6 测试直流阻抗匹配器功能实物连接图Fig.6 DC impedance matching circuit function test physical connection diagram

当5.8GHz信号源输出13dBm时，在使用和未使用直流阻抗匹配器时负载上的接收功率和系统传输效率如7所示。

图7 信号源输出13dBm时不同负载接收功率和传输效率Fig.7 Received power and transmission efficiency of different loads when the signal source outputs 13 dBm

实验结果显示在未使用直流阻抗匹配器时，负载上的功率仅仅在400欧姆时才会有最大值，而随着负载阻值偏离400欧姆输出端接收功率急剧减小。而使用了直流阻抗匹配器的负载在大于400欧姆时其接收功率基本稳定在一个恒定值。这是因为对于整流电路来说，其末端的等效输入阻抗固定为400欧姆，整流输出端始终保持一个最大的输出功率给后续模块，这也充分证明了直流阻抗匹配电路的使用意义。尽管使用了阻抗匹配器后输出的恒定功率没有达到未使用匹配电路时400欧姆的最大接收功率，但是却能在很宽的阻值范围负载都能接收到较高且稳定的功率。

整个系统的传输效率可以用负载接收功率与信号源输出功率的比值来衡量。传输效率的曲线和接收功率曲线一致，从图7中可以看出不使用阻抗匹配器时传输效率只有在400欧姆时出现一个73%的峰值，且随着负载阻值偏离400传输效率不断减小，在6000欧姆时传输效率仅仅为10%。而在使用了直流阻抗匹配器之后，整个系统在400～6000欧姆大范围阻值内都保持近似60%的稳定传输效率。

使用直流阻抗匹配器得到的传输效率值小于峰值传输效率的原因主要是因为匹配器自身也存在一定的损耗。实测的直流阻抗匹配器的转换效率恒定为80%左右，小于仿真时90%的理想转换效率，出现该现象的主要原因仿真过程中振荡器是采用额外供电的函数发生器，而实际加工的电路板中振荡器需要消耗掉部分功率。

3 功率合成测试

将直流阻抗匹配器应用于多个输出功率不同的整流电路进行功率合成，测试了几组不同终端负载时的功率合成效率，具体的测试步骤以及流程图如图8所示。实测过程中两个5.8GHz信号源分别给两个400欧姆的整流电路进行功率供给，整流电路1的输入功率固定为40mW，整流电路2的输入功率逐渐增加，测试负载为500欧姆和1000欧姆时使用和未使用直流阻抗匹配器时终端负载上的接收功率。

图8 功率合成流程图Fig.8 Power synthesis flow chart

测试的负载接收功率随整流电路2输入功率变化的曲线如图9所示，测试的合成效率随信号源2功率变化的曲线如图10所示，合成效率定义为终端负载上的接收功率与两路输入功率总和之比。

由图9的测试结果显示，未使用阻抗匹配器时的合成功率无论负载是500欧姆还是1000欧姆都存在输出饱和状态，即负载输出功率不随信号源2的功率增加而增加。而在使用了阻抗匹配器之后饱和点显著降低，合成功率随信号源2的功率增加而不断增加。

图9 负载接收功率随信号源2输入功率变化曲线Fig.9 The load received power changes with the input power of signal source 2

图10 合成效率随信号源2输入功率变化曲线Fig.10 The synthesis efficiency changes with the input power of signal source 2

从图10中可以看出，无论负载为500欧姆还是1000欧姆，其合成效率都会随着信号源2的功率增加不断减小。当负载为500欧姆时未使用阻抗匹配器的合成效率由66.89%下降至41.91%，而使用了阻抗匹配器之后的合成效率则由72.64%下降至52.81%，相比未使用阻抗匹配器时合成效率提升了5.75% ～10.9%。当负载阻抗较大为1000欧姆时合成效率提升更加显著，未使用阻抗匹配器时的合成效率为33.1%～58.13%，而使用了阻抗匹配器的合成效率为52.28%～71.23%，最大提升达到19.18%，最低提升也有13.1%。

4 结论

本文设计并测试了一款用于拓宽整流电路直流输出功率使用范围的直流阻抗匹配器；该匹配电路能使最优负载为400欧姆整流效率73%的整流电路在400～6000欧姆变化范围内保持稳定且近似60%的传输效率，且直流阻抗匹配电路的转换效率接近80%。另外，该电路能应用于两路不同输出功率的整流电路功率合成，相比未使用阻抗匹配电路时合成效率提升了5.75%～19.18%，并且能够在终端负载阻值变化的情况下也有一个稳定的合成效率。直流阻抗匹配器不仅解决了整流电路直接连接偏离最优负载值的阻抗时功率急剧下降的问题，也极大的提高了整流电路的直流输出功率使用范围。