天线-整流器协同设计的高灵敏度射频能量采集单元研究①

安亚斌,李小明 ，程海青

(西安电子科技大学 微电子学院，西安 710071)

0 引言

在全球物联网热潮的背景下，无线传感节点作为物理层重要组成部分之一，它可搭载各种类型传感器、有一定数据处理能力、有无线数据通信功能，并具备体积小、重量轻、价格低且易于部署维护等特点，拥有着广泛的应用前景。在很多应用场景中，WSN采用电池供电的方案，然而在一些难以维护或者更换电池的特定场景下，基于射频能量采集的无源WSN无疑是更好的解决方案。

随着集成电路技术的不断发展，越来越多的传感器电路都可在微瓦级功耗实现，使得更多场景下的WSN可以采用无源的形式。

衡量无源WSN最重要的指标之一就是灵敏度，灵敏度的提升成为了无源节点研究和优化的重点。当前典型的射频能量采集单元采用HSMS2852实现板级系统[1]，这种方案仅适用于较高功率的应用场景下，有研究者给出芯片级的整流电路[2]，但更注重于整流器效率的提升，有学者提出了芯片级的LC匹配[3]，这种匹配方案本身有损耗且受工艺制约很难实现高Q值。

本文研究了芯片级的整流电路，采用天线-整流器协同设计的方案，不再采用50欧姆标准的阻抗匹配设计，避免了匹配网络引起的插入损耗，另外，协同设计与匹配可高Q值，有利于提升电压增益及灵敏度。

为了进一步提高灵敏度，传感节点采用低占空比工作模式(充电-放电模式)，整流器输出端外接20μF存储电容和能量管理单元(PMU)，PMU监测储能电容电压，一旦达到后级电路的工作电压(采用低压基带电路，工作电压可低至0.6V，因此将开启电压设计为0.8V)即开始放电，这样充电时整流器产生能量损耗的负载仅有PMU，片上PMU采用超低功耗亚阈值CMOS设计，其等效电阻为50MΩ负载(等效电阻50MΩ)。

1 能量采集系统组成

典型的能量采集系统构成如图1(a)所示，天线将射频能量转换为交流电能，通过阻抗匹配网络将倍压整流模块的阻抗匹配到50欧，倍压整流输出给储能元件，为后级负载以及节点电路供电。

如图1(b)，本文去除了引入能量损耗的阻抗匹配网络，设计了弯折偶极子天线与片上的整流电路进行匹配，芯片上集成了能量管理电源对储能元件的能量进行管理，采用低占空比模式，解决了大的节点负载功耗与微弱能量供给之间的矛盾。

面向微弱能量供给，提升能量采集单元的灵敏度，要解决的核心问题在于高灵敏度的整流电路以及天线-整流器协同设计。

(c) 占空比工作模式储能电容电压波形图1 能量采集系统构成及工作模式Fig.1 structure of energy-harvesting system and working mode

2 RF-DC整流电路

2.1 Dickson电荷泵

典型的整流电路通常采用狄更斯电荷泵[4]，可同时实现AC-DC的整流和升压，达到后级负载所需的DC电压要求。Dickson电荷泵结构以及工作原理如图2[5]所示，交流电压Vin经由电容Cc耦合到V1节点得到电压Vi，Dc的正极接一个直流电压Vc，当Vin位于负半周，中间节点电压低于Vc时，电流正向流过二极管给Cc充电，Cc开始积累电荷直到Vi约等于Vc。

当Vin进入正半周，中间节点电压Vi大于Vc，二极管反向截止。实际情况中，二极管的正向导通阈值电压并非为零，且二极管反向偏置时会产生不可忽略的漏电流，负载电路也会从倍压整流电路中抽取电流，因此当电荷在整流器之间传递时，实际输出直流电压与理想情况相比是有相当损耗的，而且中间节点的寄生电容会导致耦合交流信号幅值的衰减。考虑中间节点寄生电容Cp、二极管自身漏电损耗Vloss以及正向导通阈值，单级Dickson电荷泵整流输出电压为[6]

(1)

(b) 电压嵌拉 (c) 半波整流图2 传统Dickson电荷泵结构以及工作原理Fig.2 Structure and principle of traditional Dickson charge pump

板级能量采集系统大多Dickson电荷泵整流方案，为了得到更高的灵敏度，大多数文献均采用低阈值肖特基二极管，如HSMS2852系列。在芯片级整流系统应用中，Dickson电荷泵存在一些缺陷。

其一，180nmCMOS工艺下，二极管的正向开启电压在700mV左右，如此高的开启电压严重限制了灵敏度的提高，因此芯片级整流电路中，采用二极管连接的MOS管替代二极管，对于标准CMOS工艺，MOS管阈值电压仍然有400mV，很多研究者先后提出了多种电路结构来降低MOS管的开启电压[7]，这增加了电路的复杂性与设计难度；其二，在上述工作机理中，交流信号一个周期内只能向后级电容充一次电，这种拓扑结构限制了其整流效率。针对以上问题，本文基于TSMC 180nm RF CMOS工艺和全差分驱动整流的拓扑结构[8]，针对高灵敏度能量采集，进行器件尺寸优化，设计实现了微弱能量输入下的动态阈值消除全差分CMOS整流电路。

2.2 全差分射频整流电路

动态阈值消除全差分CMOS整流电路，单级电路如图3所示。输入为双端差分信号，如VRF+为交流信号的正半周期，则VX为正，VY为负，且VY=-VX，MN2导通，其栅源电压差为(VX-VY)，即2VX，增倍的栅源压差很大程度上降低了MOS管导通所需的交流信号最小幅度，即整流电路能够在更小的射频能量输入水平下工作，同时，MP1管的栅源电压为-(VX-VY)，也处于导通状态，这就说明，在半个周期内，既有地向耦合电容充电的过程，也有电荷从耦合电容向储能电容转移的过程(如图3所示，红色箭头表示电荷流动方向)。

MN2管及MP1管对应，MN1的栅源电压为-(VX-VY)，MP2的栅源电压为(VX-VY)，这两个管子处于超关断状态，大幅减小了管子的反向漏电。同理在另外半个周期，既有电荷向储能电容转移，同时抑制反向漏电。

因此，基于动态阈值消除技术的全差分CMOS整流电路不仅降低了MOS管的有效导通阈值电压，同时抑制了反向漏电流。不仅如此，由于天线两端输出差分信号，每半个周期，均有电压嵌位和峰值检测部分在同时工作，高效地利用了天线端的射频能量，在整流效率以及灵敏度上都优于传统电荷泵。

图3 单级差分整流器及工作原理Fig.3 Single stage differential rectifier and working principle

在现有的文献中，大多数研究者在能量采集前端采用50Ω标准天线，然后用无源LC网络的方案实现共轭匹配，在多数应用场合中，这种方案无疑是比较便捷的。但是在低功率高灵敏度的应用场景下，这种方案有着很大的缺点。

首先，实际的无源LC器件都有寄生电阻，会产生能量损耗，采用muRata公司的电感电容参数模型，在ADS中仿真可以得到有接近3dB的损耗；其次，为了得到更高的灵敏度，整流系统的Q值是很高的，但是不管是片上的还是分立的电感电容，很难实现Q值很高的匹配网络。因此，本文采用天线-整流器协同设计的方案来实现高灵敏度能量采集。

3 天线-整流器协同设计

3.1 整流器优化设计

整流器优化设计中，需考虑级数以及管子尺寸参数，单级整流器的升压能力远不够低功率环境下的应用，须采用多级整流的方式，管子的尺寸涉及到整流器的效率、阻抗值以及倍压效果等等，因此这些参数须仔细设计。图4为天线-整流器协同设计模型，整流器电路是容性的，天线可等效为一个交流电压源串联一个电感LANT、辐射电阻RRAD和损耗电阻RLOSS[9]，天线与整流器Q值为

(2)

(3)

匹配时，满足下式

(4)

天线效率、系统Q值以及灵敏度可由下列式子计算

(5)

(6)

(7)

式中VSW为天线端口感应出来的交流信号幅值，整流电路射频输入端交流信号幅度。从(7)可以看出，灵敏度PAV,RX,ISO与系统的等效Q值QEFF，天线的辐射电阻RRAD，以及VSW有关。要实现高的灵敏度，整流器输出0.8V电压时对应的VSW一定要小，即整流器升压能力越高越好，此外，天线接收到的功率一定时，感应出的VSW越高越好，即系统Q值要高。

图4 天线整流器协同设计模型Fig.4 Co-design model of antenna and rectifier

在cadence环境下对整流器进行仿真优化，再根据公式进行计算，得出如图5仿真结果，最终确定整流器为5级，管子尺寸为N：17μm/0.18μm，P：20μm/0.18μm。

图5 整流器优化结果Fig.5 Rectifier optimization results

3.2 天线设计

本文提出的能量采集系统工作在RFID的频段(920MHz-925MHz)，超高频RFID可采用弯折偶极子天线，为了和整流器芯片实现共轭匹配，需针对不同芯片阻抗实现可调的阻抗设计。仅仅靠弯折偶极子天线等方法来实现阻抗匹配的天线指标有些受限且匹配较为困难，本文中天线采用感性耦合馈电结构，一个弯折偶极子天线作为辐射主体，以及一个与之耦合的馈电环[9]。调整天线辐射主体与矩形馈电环的间隙可改变两者之间的耦合系数，进而调整天线的输入电阻，而调整馈线环的周长可调节馈线环的自感，从而达到调整天线输入阻抗的目的。图6阻抗为HFSS仿真922.5MHz频点阻抗11+j198的天线模型、阻抗曲线与方向图。

(a)天线模型

(b)天线阻抗仿真结果

4 能量采集系统联合测试

4.1 天线与芯片阻抗测试方法

本文提出的整流器为全差分驱动，但仍然可以用单端PORT的方案进行测试(如图8(a))，即矢网同轴线信号线接差分天线一端，地接差分天线另外一端。射频整流器为纯无源电路，相对于矢网地来说，芯片地为浮地，且差分天线通过耦合电容与整流器连接，因此天线端口与地之间并无直流耦合。图7为芯片的显微照片。

差分天线的测试采用镜像法[11]，矢网仍然采用单端PORT模式。天线测试平台为一个0.8m*0.8m的大铜板，中心有孔，背面接SMA头信号线一端。将天线对称裁开，垂直焊接在铜板上，馈线开口一端接SMA头信号端，另外一端接铜板(如图8(b))。

图7 芯片显微照片Fig.7 micrograph of the chip

铜板作为测试天线的地，测试前将铜板进行延长线校准，再测试阻抗，将测得的阻抗值乘以2即可，测试值与仿真值基本吻合。

(a)芯片阻抗测试 (b)天线阻抗测试图8 天线与芯片阻抗测试Fig.8 Impedance test of antenna and chip

实际测试过程中，首先测试芯片阻抗，根据测试结果设计优化天线尺寸，再分别测试，最终两者联合测试。

图9分别为芯片以及天线阻抗测试曲线，其中红色为芯片阻抗测试曲线，蓝色为天线阻抗测试曲线，第一行图为实部，第二行为虚部。从芯片和天线独立测试结果来看，922.5MHz频点下，天线4与芯片有更好的匹配度，而实际联合测试结果也验证该结果。

图9 实际阻抗测试曲线Fig.9 actual impedance test curve

4.2 天线整流器联合测试

天线与芯片阻抗分别测试之后，将测试PCB与天线焊接在一起(如图)进行空口测试，测试场景如图，信号发生器通过12dBi增益天线发射922.5MHz射频信号，芯片放置在1.6m的距离处测试，测试完成之后，测试芯片位置处的功率强度，最终得到芯片灵敏度为-27.9dBm。

将本文测试结果与其他文献结果进行比较，如表1：

表1 本文与其他文献对比Table 1 Comparison with the state of art

图10 系统测试Fig.10 system test

5 结论

本文提出了基于天线整流器协同设计的能量采集系统，避免了传统电荷泵开启电压高，整流效率低的问题，并且实现了定制天线与整流器的共轭匹配，避免了匹配网络引起的性能损失。在室内环境下，输出0.8V测得灵敏度为-27.9dBm。高于同等条件下采用HS2852板级能量采集系统16.9dBm。测试过程中，由于寄生效应等因素的影响，整流器系统的Q值尚未达到仿真设计值，灵敏度尚有进一步提升的空间，是本项工作继续深化研究的方向。