反激变换器中RCD箝位电路参数设计

王昭昭，梅建伟，罗涛

（湖北汽车工业学院 电气与信息工程学院，湖北 十堰442002）

反激变换器是Buck-Boost 变换器的一种隔离拓扑延伸，具有宽输入电压范围、结构简单、易于实现、多路输出等优点，常被用来设计电动车用控制器的辅助电源。由于反激变换器的变压器在设计制作过程中存在漏感，在开关过程中电感的续流作用导致电压尖峰的产生，造成开关管电压应力过大，易损坏开关器件。因此在基本的反激拓扑中需要加入箝位电路，当开关管关断时，通过箝位电路进行缓冲吸收。箝位电路通常分为有源箝位电路和无源箝位电路，而RCD 无源箝位相较于有源箝位，无需控制和驱动电路，具有设计简单，成本低廉等优点［1-2］。因此，对于RCD 无源钳位电路参数设计的研究，具有重要的实际应用价值。

1 反激系统主回路设计

图1 反激系统电路原理图

文中设计的反激变换器应用于EPS 控制中的辅助电源，反激系统电路原理如图1所示。系统主回路是在反激电路基本拓扑的基础上，在变压器两端加上RCD 钳位电路，通过LM3481QMMX 芯片进行开关管的驱动，使整个电路工作。主回路技术参数如下：输入电压为16～36V，变压器二次侧双路输出，输出为24 V 和5 V，变压器骨架用EE30-12P 结构，励磁电感为18μH，漏感为0.45μH，开关频率为148 kHz，占空比15%，开关管型号IPD78CN10NG，开关管漏源电压为100V。

2 反激电路工作原理分析

原理图中的基本反激变换器拓扑简化为图2所示，R1、C1、D1构成RCD 箝位电路，D1、D2为理想二极管，导通压降为0V。

图2 反激变换器基本拓扑

图3 为电路工作时的各个波形。其中Ug为开关管Q的栅极驱动电压，UC1为箝位电容C1两端电压，Im为漏感Lr和励磁电感Lm中的电流，Uds为开关管漏源电压。通过不同的驱动电压，使开关管开通或关闭，电路中的电流沿着不同的环路进行流通，实现能量传递。

式中：Uin为输入点电压；UL为电容C1中的最低电压；UH为电容C1中的最高电压；Uf为变压器二次侧折射到一次侧的电压；Uo为变压器二次侧电压经过滤波后的电压；n为变压器变比。针对图3 中的每个工作时间段，分析开关管的通断和电路的工作情况，各个时间段内的电流环路如图4所示。

图3 工作波形

1）t0～t1时间段 开关管Q导通，电池电压直接加载在变压器两端，对Lm和Lr进行充电，由于电感电流不能突变的特性，电流Im线性上升。当电路处于稳态时，电容C1中储存有一定能量，该能量通过C1与R1构成的环路进行释放。此阶段电流环路如图4a所示。

2）t1～t2时间段t1时刻，开关管关断，电流Im上升到最大电流Iimp。由于电感的续流作用，Lm和Lr通过开关管并联的Cds进行续流充电。Cds的容量相对于Lm和Lr较小，且该充电时间比较短，通常视为恒流充电，充电电流为最大电流Iimp。直到t2时刻，Cds两端的电压抬升到U1，变压器二次侧的D2开始正向导通，输出电压为Uo。此阶段电流环路如图4b所示。

图4 不同时间段电流环路

3）t2～t3时间段t2时刻，变压器二次侧导通，Lm开始向变压器二次侧传输能量，Lm两端电压被二次侧箝位到Uf，Lr中电流继续向Cds充电。t3时刻，Cds两端电压抬升到U2时，D1导通，Lr中电流给C1充电。此阶段电流环路如图4c所示。

4）t3～t4时间段t3时刻，D1导通，Lr中的电流同时向Cds和C1充电。由于C1的容量相对于Cds较大，Lr中的电流迅速下降，通常认为Lr中的能量全部被C1吸收，且UC1基本无变化。t4时刻，Lr中的能量全部转移到C1中，此时Uds到达U3。此阶段电流环路如图4d所示。

5）t4～t6时间段t4时刻，Lr中的能量全部转移到C1中，Lr电流下降为0 A，电压变为0 V，D1截止。由于变压器二次侧导通，Lm两端电压被箝位为Uf，Lr和Cds进行谐振，直到t5时刻，谐振结束，开关管两端电压变为U1。保持Uds不变，直到t6。此阶段电流环路如图4e所示。

6）t6～t7时间段t6时刻，Lm中的能量为0 J，二次侧D2截止，Lm两端的电压不再被箝位。此时，Lm、Lr和Cds进行谐振。直到t7时刻，谐振结束，Uds变为0V。此阶段电流环路如图4f所示。

3 RCD参数设计

3.1 C1设计

在反激变换器中，变压器制作时磁芯之间会存在气隙，产生漏感。气隙过大，漏感较大，在高频下容易产生尖峰电压，致使开关器件电压应力过大而损坏；气隙过小，变压器容易磁饱和，导致变压器发热烧毁。因此，在实际设计中，需要调节变压器气隙，通常在工程应用中，采用添加纸屑或磨气隙的方法来调节漏感的大小。

在开关管开通过程中，漏感储存的能量为

式中：T为开关周期；D为占空比。C1在稳态时电容中变化的能量为

Cds容量较小，C1的容量远大于Cds，通常认为漏感中储存的能量全部转移到C1中。

式中：WC1为C1变换的能量；k为C1两端最低电压相对于最高电压的比值，0＜k＜1。根据能量守恒，Lr中的能量等于C1中变换的能量，结合式（3）可得：

开关管选型的漏源电压为UDSS，实际工作中开关管所承受的最大漏源电压为

为了保证开关管能正常安全工作，需满足

根据文献［1］所述，反激变换器正常工作时，为了不影响变压器一次侧Lm中储存的能量向二次侧传输，提高传输效率，UL应大于Uf，即

联立式（4）得：

3.2 R1设计

反激变换器中Lr的能量被C1吸收，而C1的能量又全部被R1所消耗。C1两端电压变化近似为线性变化，为了简化计算，取平均电压为电阻两端的电压。根据前面的理论分析，在1 个周期中，只有在t3～t4时间段内R1不耗C1能量，且该时间段非常短，相对于整个周期，可以忽略不计，因此认为整个周期时间内，R1都在消耗C1储存的能量。R1所消耗的能量为

联立式（3）和式（10）得：

3.3 D1设计

根据上述原理分析，D1的关断的时间是在t0～t3和t4～t7时间段内，导通的时间是在t3～t4时间段内。在D1关断时，D1两端承受的反向电压为

D1导通时，正向导通电流最大值为通过电感中的最大电流值，即

理论分析中的二极管为理想状态，而实际的二极管存在正反向恢复时间，在这段时间中，二极管相当于导通状态，造成开关管两端电压产生一定的震荡，同时二极管自身的功耗也会造成一部分的能量损耗。因此在二极管选型中，为了保证二极管能安全正常工作，通常需要选择反向耐压和最大导通电流大于反向电压和正向最大导通电流的1.2 倍，并且功耗小，反向恢复时间短的超快恢复二极管。

4 实验设计及实验结果分析

4.1 实验参数计算及实验结果分析

当输入电压为24 V，k取0.9，根据上述原理分析计算Iimp为1.318 A。C1选取范围为62.3～342 nF，实验当中选取电容141 nF。根据实际选取的电容，计算电阻为450 Ω，实验条件所限，选用阻值为487 Ω 的电阻替代。通过二极管的最大峰值电流为1.318 A，最大反向电压为37.4 V。实验采用MURS120T3G 型号超快恢复二极管，根据数据手册，最大反向电压为200V，最大峰值电流为2A，正向导通压降为0.79 V，反向恢复时间为25 ns，满足1.2倍安全裕量的实验需求。根据设计的参数进行实验，实验波形如图5～8所示。

根据图5的Uds波形显示，在开关管开通后，当电感电流下降到0 A时，电压达到最大值为39.4 V，波形变化与理论分析波形一致。根据图6的UC1波形显示，UH为13.4 V，UL为12.4 V，两端电压基本变化不大，计算k值为0.925，与实验设计的0.9基本吻合；整个波形变化与理论分析一致。综合图5～6，根据公式（1）计算得UH为37.4 V，与实验测得的最大值39.4 V相差2 V。由于理论分析中的二极管为理想二极管，而实验中的二极管两端正向导通压降为0.79 V，存在功耗问题，且二极管正反向恢复时间，会导致电压存在一定震荡，造成电压略大于理论计算。根据图7变压器输出两端电压波形显示，并结合理论分析，在t3～t6时间段内，D2导通，电压被箝位为24V，t6～t7时间段内，变压器一次侧存在谐振，造成二次侧的电压震荡。根据图8的Uo波形显示，电压基本稳定在24V，符合理论分析与实验设计。

图5 Uds波形

图6 UC1波形

图7 变压器二次侧输出端电压波形

图8 Uo波形

4.2 Cds对Uds波形的影响

通过测试发现，在图3 中的t6～t7时间段，电压震荡波较多，且震荡时间相对于整个周期比例较大。根据理论分析，该时间段内，Lr、Lm和Cds存在谐振，变压器不进行能量传递。因此，通过改变Cds的大小，来研究其对谐振时间和振荡次数的影响。

图9 不同Cds时Uds波形

图9 所示为Uds波形，试验使用的开关管为IPD78CN10NG，Cds约为70 pF，通过并联电容来增大Cds的容量，图9 a 为Cds取70 pF 时的波形，图9 b为在开关管两端并联220 pF独石电容的波形，图9 c为在图9 b的基础上并联1个330 pF电容的波形。通过图9 的波形对比发现，震荡时间约为5 μs，最大震荡幅值约为24.4V，震荡波的个数分别为9个、7个、6个，说明改变Cds的大小，对Lr、Lm、Cds谐振的时间和幅值无影响；当Cds增大，会减少震荡波个数。但Cds增大，必然会影响开关管的关断时间，并增大开关管的发热量。因此，在工程应用中，若需要减少谐振振荡的个数，可以适当选取Cds较大的开关管，或设计开关管的缓冲电路，但同时需权衡开关管的关断时间和发热问题。

5 结论

分析了反激变换器RCD电路在开关管开通和关断的各个时间段内，谐振电容和寄生电容的电压波形变化、漏感的电流波形变化。根据分析，推导了箝位电阻、箝位电容和箝位二极管的计算公式和选择范围。对分析结果进行了验证，实验波形与理论分析基本一致，发现寄生电容大小对开关管两端电压波形的震荡次数产生影响，为工程应用时开关管的选型提供指导作用。