单级与双级Boost变换器微能量收集电路的对比研究

2020-02-20张云睿张一鸣王旭红田德志

通信电源技术 2020年1期

张云睿，张一鸣，王旭红，田德志

（北京工业大学信息学部，北京 100124）

0 引言

近年来，微机电系统（Micro-Electro-Mechanical System，MEMS）、无线传感器网络（Wireless Sensor Networks，WSNs）、智能穿戴设备与物联网（Internet of Things，IoT）技术快速发展，使得微型电子设备在医学、航天、军事及监测等领域得到了广泛运用[1-3]。然而，在微型电子设备供能方面，传统电池的局限性也表现得更加突出，如设备数量上升带来的电池更换与维护问题、大量的报废电池带来的环境保护问题以及电池寿命对设备寿命限制的问题等。因此，设备的自供能技术成为目前克服传统供能方案的最好选择。自供能设备的电能主要来源有热能、振动能、太阳能、电磁能与生物能等[4-6]。传统的微能量收集系统采用单级Boost变换器方案[7-9]，结构如图1所示。

图1 传统微能量收集电路结构

微能量收集电路的特点有输入电压低、功率小、电压传输比高、电路损耗低等，因此微能量收集电路的设计难点有：（1）输入电压低，功率小，导致开关变换器的效率很难提升；（2）整流电路存在较大的比较分压，导致整流电路输出电压更低，这就要求输入端电压阈值足够高；（3）高效率与高变比的平衡[4]。

1 微能量收集系统的设计

考虑到实际应用环境，微能量系统遵从的设计原则主要是低功耗、高效率和高电压传输比。具体来说：（1）低功耗要求电路结构与控制结构尽可能简洁；（2）高效率要求开关频率既不能太高也不能过低，开关频率过高会限制占空比上限而限制电压传输比，也会增加系统的电压应力，导致系统效率降低，开关频率太低则会增加电感与电容体积，降低功率密度；（3）高电压传输比存储方式便于系统内组网供能，并满足了电源高兼容性的要求。

为了便于对比分析，负载选为纯阻性负载，系统设计参数为：

（1）输入直流电压范围Uin：0.6～3.3 V；

（2）锂电池充电电压Uout：25.2 V；

（3）输出电流Iout：0.2 A；

（4）输出电压纹波变化量小于2%。

电压传输比为42。若使用传统单级式Boost变换器，根据式（1）可得开关管开关占空比D范围为86.9%～97.62%。

在忽略各种欧姆损耗的情况下，开关变换器的变换系数M与负载电流无关，但通常考虑到欧姆损耗，变换系数M一般限制在4～5。目前，技术发展变换系数上限也在不断上升，因此在本文中将电压传输比设定较高。

2 传统单级Boost微能量收集系统分析

应用场合的不同使得传统单级Boost微能量收集系统的设计方案众多[10-11]。为了便于分析，本文将研究情形设定为应用于直流源输入的微能量收集系统，前级输入功率足够且Boost变换器工作在CCM模式。传统单级Boost变换器拓扑如图2所示。

图2 Boost变换器基本拓扑

根据电感伏秒平衡、电容安秒平衡特性以及CCM模式与DCM模式的临界条件，可推导出电感取值公式、电容取值公式、电感峰值电流计算公式以及开通损耗计算公式：

式中：L为电感大小，C为电容大小，D为占空比，Uout为输出电压，Ts为开关周期，Pon为开通损耗，Rds(on)为开关管导通电阻。

一方面，为了满足在下限输入电压情况下的运行条件，按照最高占空比97.6%进行计算。另一方面，考虑到关断占空比为2.4%，需要保证电感有足够长的时间给电容和负载供电，因此开关频率不能太高。综合临界条件计算，所得的设定参数如表1所示。

表1 单级Boost变换器关键参数

此外，可计算出电感峰值电流ΔIL=14.64 A。当Rds(on)=44 mΩ时（以下计算均按此参数），开通损耗Pon=2.19 W。

图3 单级Boost变换器Simulink建模

图4 稳态下主要电压电流波形

Matlab仿真建模及结果分别如图3和图4所示。可以看出，仿真结果基本与理论计算一致。式（5）中亦可反映出：开关管驱动信号占空比过高，导致通态时间长，主要损耗集中在通态上。为降低开关管通态损耗，在Boost变换器工作在CCM模式的前提下，选取合适电感值与电容值，使得电感电流波形接近临界连续状态，以降低开关管平均电流来降低开通损耗。由图4仿真波形，可以计算出开关管通态仿真损耗为Pon≈2.54 W，略高于理论计算值，可近似得出此设计下单级Boost变换器的效率η≈Uout·Iout/(Uout·Iout+Pon)=66.5%。

3 两级Boost变换器微能量收集方案

3.1 基本原理

在选定开关频率的前提下，降低微能量收集变换器的整体功耗成为系统设计的重要目标。理论上，降低Boost变换器的功耗需要降低电压传输比。具体上，可通过减小开关信号的占空比达到缩短开关管在周期内的通态时长的效果。此外，整个系统的设计目标是降低能量损耗，因此不能只考虑功率指标，还要考虑工作时间长度。综合以上问题，两级Boost开关变换器分时传输方案成为平衡上述问题的良好选择，结构框图如图5所示。

该方案的特点是两级Boost变换器中间加入的中继储能装置（如电池、超级电容等），前级Boost变换器保证高效率收集能量，后级Boost变换器缩短能量存储时间，即充电时间。具体工作过程：由第一级Boost升压变换器实现从输入源到中继存储电池的高效电能存储；当中继能量存储阈值达到后，通过物理开关进行切换，此时富电存储器成为二级Boost变换器的能量来源，负电存储器接替进行前级能量收集。中继储能器的作用有两个：一是作为电压升压传输的阶梯，降低电压传输高变比导致的电压应力；二是为二级Boost提供稳定且较大功率电能输入源，也为二级能量快速存储提供条件。最终，推导该方案的能量损耗与单级Boost变换器能量损耗公式如下：

其中，Wd-loss为双级Boost变换器在t0时间内的总损耗，Ws-loss为单级Boost变换器在t0时间内的总损耗，t0为中继储能器的充放周期，tl为中继储能器的充电时间，t2为中继储能器的放电时间，Pin1、Pin2、ηl、η2分别为第一级与第二级Boost变换器的输入功率与效率，Ploss1、Ploss2分别为双级Boost变换器的第一级与第二级损耗功率，Ploss0为单级Boost变换器方案的损耗功率。通过中继储能器的分时控制方式，实现一级Boost变换器持续工作，二级Boost在中继储能器满充电压阈值达到后开始工作。中继能量存储器选择3.7 V锂电池，其充电电压为4.2 V。为了简化分析，在此将电池看作恒负载，充电电流设定为0.2 A。因为二级Boost输入源为中继存储电池，其能提供的功率更大，所以后级充电电流较单级更大设定为0.5 A。由以上公式可得，选择不同容量的中继电池可调节tl与t2的时间分配，达到降低能耗控制效果。基于此原理，第一、二级Boost变换器可以独立进行建模分析。

图5 两级Boost变换器微能量收集系统电路框图

3.2 两级Boost仿真分析

两级Boost关键参数设定如表2所示，仿真结果如图6与图7所示。

表2 两级Boost变换器仿真参数

由此可以计算出第一、二级Boost升压变换器损耗功率Ploss1≈0.05 W和Ploss2≈0.41 W，因此有Wd-loss=0.05t1+0.46t2。

4 实验结果与分析

在t0时间段内，单级Boost变换器、两级Boost变换器的能量损耗分别为Ws-loss=2.54t0和Wd-loss=0.05t1+0.46t2，其中 t0=t1+t2，显然 Ws-loss＞ Wd-loss。两级Boost变换器分时控制模式下，损耗明显较单级Boost变换器低。在实际应用过程中考虑线路及二极管等损耗，效率差别将会更加显著。经过对比仿真验证可得，单级与双级Boost变换器方案对于微能量收集应用的优缺点如表3所示。

5 结论

本文针对微能量收集系统，对单级Boost变换器方案与双级Boost变换器方案进行对比研究。同时，首次在微能量系统电路设计上提出了双级Boost变换器分时控制方式。通过理论计算与Matlab建模仿真对两种微能量收集方案的功耗情况进行详细分析得出：双级Boost变换器方案很好地解决了微能量收集系统电压传输比高、功耗大的问题，可为微能量收集系统电路设计提供一种新的思路。